两相切换式电容器快闪式ADC.pdf

本发明揭示一种用于切换式电容器模/数转换器的输入级，其具有接收输入电压的差分电压输入、接收斩波参考电压的差分参考电压输入、共用电压连接及差分输出。一对输入电容器耦合在所述差分电压输入与所述差分输出之间，且一对参考电容器耦合在所述差分参考电压输入之间。通过第一相及第二相控制切换单元，所述切换单元可操作以：在第一相期间，将所述输入电容器的第一端子与所述共用电压连接相连接且将所述参考电容器的所述第一端子与反相差分电压参考相耦合；及在第二相期间，将所述输入电容器的所述第一端子与所述差分输入电压相连接且将所述参考电容器的所述第一端子与所述非反相差分电压参考相耦合。

1.  一种用于切换式电容器模/数转换器的输入级，其包括：
接收输入电压的差分电压输入；
接收斩波参考电压的差分参考电压输入；
共用电压连接；
差分输出；
耦合在所述差分电压输入与所述差分输出之间的一对输入电容器；
耦合在所述差分参考电压输入之间的一对参考电容器；
通过第一相及第二相控制的切换单元，所述切换单元可操作以
在第一相期间，将所述输入电容器的第一端子与所述共用电压连接相连接且将所述参考电容器的所述第一端子与反相差分电压参考相耦合；且
在第二相期间，将所述输入电容器的所述第一端子与所述差分输入电压相连接且将所述参考电容器的所述第一端子与非反相差分电压参考相耦合。

2.  根据权利要求1所述的输入级，其中所述第一相及第二相通过非重叠时钟信号界定。

3.  根据权利要求2所述的输入级，其中所述参考电压使用所述非重叠时钟信号来斩波。

4.  根据权利要求3所述的输入级，其中所述参考电压包括在一个相期间的正偏移电压及在另一相期间的负偏移电压。

5.  根据权利要求1所述的输入级，其中在所述第一相期间，所述输入电容器的所述第二端子与共用电压连接相耦合。

6.  根据权利要求1所述的输入级，其中在所述第一相期间，所述输入电容器的所述第二端子与负输入电压相耦合。

7.  根据权利要求1所述的输入级，其中正输入电容器的所述第一端子及正参考电容器的所述第一端子与正输出端子相耦合，且负输入电容器的所述第一端子及负参考电容器的所述第一端子与负输出端子相耦合。

8.  根据权利要求1所述的输入级，其中共用电压连接为接地。

9.  根据权利要求1所述的输入级，其中共用电压连接为虚拟接地。

10.  一种将输入信号提供到具有输入级的Σ-Δ调制器的量化器的方法，所述输入级具有一对输入电容器及一对参考电容器，其中所述输入电容器及参考电容器中的每一者的第一端子分别与正输出端子及负输出端子相连接，所述方法包括：
在第一相期间，将所述正输出端子及负输出端子与共用电压相连接且用反相参考给所述参考电容器充电；及
在后续第二相期间，从所述共用电压断开所述正输出端子及负输出端子，且将所述输入电容器的所述第一端子及所述参考电容器的所述第一端子分别与非反相差分输入电压及所述非反相参考电压相连接。

11.  根据权利要求10所述的方法，其中所述第一相及第二相通过非重叠时钟信号界定。

12.  根据权利要求11所述的方法，其中所述参考电压使用所述非重叠时钟信号来斩波。

13.  根据权利要求12所述的方法，其中所述参考电压包括在一个相期间的正偏移电压及在另一相期间的负偏移电压。

14.  根据权利要求10所述的方法，其中在所述第一相期间，所述输入电容器的所述第二端子与所述共用电压相耦合。

15.  根据权利要求10所述的方法，其中在所述第一相期间，所述输入电容器的所述第二端子与反相输入电压相耦合。

16.  根据权利要求10所述的方法，其中共用电压连接为接地。

17.  根据权利要求10所述的方法，其中共用电压连接为虚拟接地。

两相切换式电容器快闪式ADC
相关申请案的交叉参考
本申请案主张2013年2月27日申请的第61/769,928号美国临时申请案的权益，所述临时申请案的全文以引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明涉及两相切换式电容器快闪式模/数转换器(ADC)，特定来说，涉及使用斩波器电压参考的快闪式ADC。
背景技术
在图1中展示常规切换式电容器模/数转换器100(ADC)的框图。将待被转换的输入信号馈送通过环路滤波器110到量化器120，其中通常将所述信号转换为具有一位或多位分辨率的输出位流。将所述输出信号反馈通过数/模转换器130(DAC)到所述环路滤波器110，在所述处从所述输入信号减去所述输出信号。
此类型的模/数转换器引入量化噪声及偏移误差。特定来说，在所述量化器内使用参考电压，其引入偏移电压且从而使所述经测量的信号失真。
发明内容
存在对切换式电容器DAC的改进设计的需求。根据实施例，切换式电容器模/数转换器的输入级可包括接收输入电压的差分电压输入、接收斩波参考电压的差分参考电压输入、共用电压连接、差分输出、耦合在所述差分电压输入与所述差分输出之间的一对输入电容器、耦合在所述差分参考电压输入之间的一对参考电容器，及通过第一相及第二相控制的切换单元，所述切换单元可操作以在第一相期间将所述输入电容器的第一端子与所述共用电压连接相连接且将所述参考电容器的所述第一端子与反相差分电压参考相耦合；且在第二相期间将所述输入电容器的所述第一端子与所述差分输入电压相连接且将所述参考电容器的所述第一端子与非反相差分电压参考相耦合。
根据另一实施例，所述第一相及第二相通过非重叠时钟信号界定。根据另一实施例，所述参考电压使用所述非重叠时钟信号来斩波。根据另一实施例，所述参考电压包括一个相期间的正偏移电压及在另一相期间的负偏移电压。根据另一实施例，在所述第一相期间，所述输入电容器的所述第二端子与共用电压连接相耦合。根据另一实施例，在所述第一相期间，所述输入电容器的所述第二端子与负输入电压耦合。根据另一实施例，正输入电容器的所述第一端子及正参考电容器的所述第一端子与正输出端子相耦合，且负输入电容器的所述第一端子及负参考电容器的所述第一端子与负输出端子相耦合。根据另一实施例，所述共用电压连接为接地。根据另一实施例，所述共用电压连接为虚拟接地。
根据又一实施例，将输入信号提供到具有输入级的Σ-Δ调制器的量化器的方法(所述输入级具有一对输入电容器及一对参考电容器，其中所述输入电容器及参考电容器中的每一者的第一端子分别与正输出端子及负输出端子相连接)可包括：在第一相期间，将所述正输出端子及负输出端子与共用电压连接且用反相参考电压给所述参考电容器充电；且在后续第二相期间，从所述共用电压断开所述正输出端子及负输出端子，且将所述输入电容器的所述第一端子及所述参考电容器的所述第一端子分别与非反相差分输入电压及所述非反相参考电压相连接。
根据所述方法的另一实施例，通过非重叠时钟信号界定所述第一相及所述第二相。根据所述方法的另一实施例，根据所述方法的另一实施例，可使用所述非重叠时钟信号对所述参考电压进行斩波。根据所述方法的另一实施例，所述参考电压包括在一个相期间的正偏移电压及在另一相期间的负偏移电压。根据所述方法的另一实施例，在所述第一相期间，所述输入电容器的所述第二端子与所述共用电压连接相耦合。根据所述方法的另一实施例，在所述第一相期间，所述输入电容器的所述第二端子与反相输入电压耦合。根据所述方法的另一实施例，所述共用电压连接为接地。根据所述方法的另一实施例，所述共用电压连接为虚拟接地。
附图说明
图1展示Σ-Δ调制器的框图。
图2展示常规快闪式ADC级。
图3展示斩波参考电压。
图4展示根据第一实施例的Σ-Δ调制器的输入级。
图5展示根据第二实施例的Σ-Δ调制器的输入级。
具体实施方式
根据各种实施例，可提供使用斩波器电压参考的两相切换式电容器快闪式ADC，其中在所述快闪式ADC内平均所述电压参考。本发明解决如何能够在基于两相切换式电容器的快闪式ADC中使用斩波器电压参考而不被所述电压参考的偏移影响且无需额外电路来平均所述斩波器电压参考。
在如(例如)在图1中展示的Σ-Δ转换器中，常常使用快闪式ADC制成多层级调制器的量化器。这些快闪式ADC常常是基于电容性的，其中存在取样所述信号及所述参考的切换网络，接着是比较所述产生的经取样的信号是否高于由所述参考电压给出的所述阈值的比较器。
所述快闪式ADC常常使用两个相(一个复位相及一个比较相)以能够在两个独立比较之间复位所述电容器电荷。所述电压参考经常来自斩波器电压参考源，以避免l/f噪声及所述参考信号中的偏移误差。
根据各种实施例，可提供使用斩波器电压参考的两相切换式电容器快闪式ADC，其中在所述快闪式ADC内平均所述电压参考，使得不需要低通滤波器以平均所述斩波器信号。这还允许在快闪式ADC中具有小两倍的参考电容器。这将消除具有作为所述快闪式ADC的所述参考源的未经缓冲且未被斩波电压参考信号的需求，且从而也简化多层级调制器的设计。
常规快闪式ADC为由多个比较器级组成(n个比较器对应所述ADC分辨率的n+1个层级)。如展示(例如在图2中展示)，在每一级中，所述比较器级中的每一者通常由切换式电容器电路驱动。
此电路为具有所述输入信号Vin+/-及所述参考信号Vref+/-及用于共模虚拟接地或接地信号的VCM的差分输入级。开关210a将Vin+与电容器230a的第一端子相连接，电容器230a的第二端子与所述输出端子OP相耦合。开关215a将Vref+与电容器240a的第一端子相连接，电容器240a的第二端子与所述输出端子OP相耦合。开关215b将Vref-与电容器240b的第一端子相连接，电容器240b的第二端子与所述输出端子OM相耦合。开关210b将Vin-与电容器230b的第一端子相连接，电容器230b的第二端子与所述输出端子OM相耦合。
提供开关220a到220d以将电容器230a、240a、240b及230b的所述第一端子与VCM相耦合。开关250a及250b将所述输出端子OP及OM与VCM相连接，且开关260将OP与OM相连接。通过时钟信号P1控制开关220a到220d、250a、250b及260，且通 过时钟信号P2控制开关210a、210b及215a、215b。
输出OP/OM连接到比较器(分别在正侧及负侧)。通常，在此处，所述电路在两个相P1及P2(非重叠相/时钟信号)中工作以将所述电荷转移到所述比较器。在P1相中，连接到OP/OM的所述开关是接通的且将所有电容器的顶板及底板复位到VCM。没有电荷被转移到所述比较器。连接到Vin+/-及Vref+/-的所述输入开关断开。在此相中，OP＝OM＝VCM。此为复位相。
在相P2中，发生转移，因此此为转移相。因输入开关210a、210b及215a、215b是接通的，所以在其相应电容器230a、230b及240a、240b上取样每一输入。因连接到OP/OM的开关250a、250b及260断开，所以不再将OP/OM信号复位到VCM。OP/OM信号的值取决于Vin+/-及Vref+/-及所述电容器值。如果Cin(Vin+-Vin-)-Cref(Vref+-Vref-)>0(这表示Vin+-Vin->Cref/Cin*(Vref+-Vref-))，那么OP-OM差分电压变为正。所以差分电压输入Vin+-Vin-的所述有效比较器阈值为Cref/Cin(Vref+-Vin-)。所述比较器级中的每一者通常具有通过所述Cref电容器值设置的不同的比较器阈值且其均匀分布以具有一致的量化误差。仅当在所述输入处交换Vref+及Vref-时实现负阈值。
当Vref+/-包含斩波调制时图2中展示的此常规级具有问题，即使所述调制在P1与P2之间发生(这是自然方式)也如此。如在图3中展示，如果在相P1中写入Vref+-Vref-＝Vref+Voff且在相P2中写入Vref+-Vref-＝Vref–Voff，那么可针对在P1与P2之间被斩波且具有Voff的偏移及Vref的平均的所述电压参考而获得模型。
在所述常规级中，仅在P2中发生所述Vref转移(在Vref+/-输入处)。所以在斩波器经调制的电压参考的情况下，其始终转移Vref-Voff。所以在此情况下，从未实现适当的平均且始终在所述输出电荷中积分所述Vref偏移，这并非所述斩波器调制的目的。
图4展示根据各种实施例的切换式电容器ADC的改进的输入级。开关410a将Vin+与电容器450a的第一端子相连接，电容器450a的第二端子与输出OP相耦合。开关420a将Vref+与电容器460a的第一端子相连接，电容器460a的第二端子与输出OP相耦合。开关420b将Vref-与电容器460b的所述第一端子相连接，电容器460b的第二端子与输出OM相耦合。开关410b将Vin-与电容器450b的所述第一端子相连接，电容器450b的第二端子与输出OM相耦合。提供开关440a及440b以将电容器450a及450b的第一端子与VCM相耦合。提供开关470a及470b以将输出OP及OM与VCM相耦合，且开关480使输出OP及OM短路。提供开关430a以将Vref-连接到电容器460a的所述第一端子及提供开关430b以将Vref+连接到电容器460b的所述第一端子。通过时钟信号P1控制开关440a、440b、430a、430b、470a、470b及480。通过时钟信号P2控制开关410a、 410b及420a、420b。
在根据各种实施例的所提出结构中，如图4展示，在所述Vref输入开关上不再存在到VCM的开关连接。开关420a、420b及430a、430b现在是在交叉配置中且连接到Vref+或Vref-中的任一者。在相P1中，一组开关430a、430b将电容器460a、460b连接到Vref+/-，且在相P2中，一组补充开关420a、420b连接到相反的Vref-/+。所以在参考电容器Cref上转移的总电荷量便为：
在相P1中的-Cref(Vref+-Vref-)，及
在相P2中的Cref(Vref--Vref+)。
在于P1与P2之间切换的斩波参考输入的情况下，可写为：在相P1中的Vref+-Vref-＝Vref+Voff及在相P2中的Vref+-Vref-＝Vref-Voff，转移的总电荷为：电荷(P2)-电荷(P1)＝Cref{Vref+Voff)-(-Cref(Vref-Voff))＝2*Cref*Vref。在此总和中，归因于在Vref+/-输入处完成的所述斩波器的解调制及在P1及P2上的交叉配置中连接的开关420a、420b及430a、430b，消除所述Voff分量。这表示已通过所述电容器电荷积分而在所述两个相之间平均所述参考且所述比较结果因此独立于所述电压参考偏移，这解决常规ADC问题。输入信号电容器Cin并不在此配置中被改变但也可设置于交叉配置中以在所述经取样的信号中获得两倍(2x)的因子(只要在所述两个相期间可取得所述输入信号即可，这并非总是成立的)。凭借此新技术，在Vref路径中实现两倍的增益，所以Cref可除以二以保持相同的有效阈值，这有利于稳定时间问题及裸片大小。开关数量仍然与在常规配置中相同，所以不存在实际明显的缺点。所述斩波器调制仅需要与相P1及P2同步，且所述切换需要在P1与P2之间发生以实现适当的偏移消除。
图5展示电路的示范性实施例，其中凭借所述交叉配置在Vin路径中实现两倍的增益。开关510a将Vin+与电容器550a的第一端子相连接，电容器550a的第二端子与输出OP相耦合。开关520a将Vref+与电容器560a的所述第一端子相连接，电容器560a的第二端子与输出OP相耦合。开关520b将Vref-与电容器560b的所述第一端子相连接，电容器560b的第二端子与输出OM相耦合。开关510b将Vin-与电容器550b的所述第一端子相连接，电容器550b的第二端子与输出OM相耦合。开关540a将Vin-与电容器550a的所述第一端子相连接，且开关540b将Vin+与电容器550b的所述第一端子相连接。提供开关570a及570b以将输出OP及OM与VCM相耦合且开关580使输出OP及OM短路。提供开关530a以将Vref-连接到电容器560a的所述第一端子及提供开关530b以将Vref+与电容器560b的所述第一端子相连接。开关540a、540b、530a、530b、 570a、570b及580通过时钟信号P1控制。开关510a、510b及520a、520b通过时钟信号P2控制。