一种模块化多电平换流器的交叉型子模块结构.pdf

本发明公开了一种模块化多电平换流器的交叉型子模块结构，包括四个开关管、四个电容器，一个切换管和一个独立二极管；该子模块结构最大能够输出4个电平，在实际的模块化多电平换流器应用中，能够有效减少子模块使用的个数，降低控制电路的规模和控制的复杂度；由本发明子模块构成的MMC具有直流故障自清除能力，能够快速有效地处理直流故障，减少故障对MMC以及整个交直流系统的影响；相较于CMMC减少了10％的IGBT器件个数，运行损耗也有一定程度地降低，足见经济性要好于CMMC。

权利要求书1.  一种模块化多电平换流器的交叉型子模块结构，其特征在于，包括：四 个开关管S1～S4、四个电容器C1～C4，一个切换管和一个独立二极管；其中： 电容C1的正极端与开关管S2的负极端相连并构成子模块结构的高压端，电 容C1的负极端与开关管S1的正极端相连，开关管S1的负极端与电容C2的正极 端以及独立二极管的阴极相连，电容C2的负极端与开关管S2的正极端以及切换 管的正极端相连；切换管的负极端与电容C3的正极端以及开关管S3的负极端相 连，独立二极管的阳极与电容C3的负极端以及开关管S4的正极端相连，开关管 S4的负极端与电容C4的正极端相连，电容C4的负极端与开关管S3的正极端相 连并构成子模块结构的低压端。 2.  根据权利要求1所述的交叉型子模块结构，其特征在于：所述四个开关 管S1～S4中的任一开关管包括两个带反并二极管的IGBT管T1～T2；其中，IGBT 管T1的发射极构成开关管的正极端，IGBT管T1的集电极与IGBT管T2的发射 极相连，IGBT管T2的集电极构成开关管的负极端，两个IGBT管T1～T2的基极 均接收来自外部设备提供的开关控制信号。 3.  根据权利要求1所述的交叉型子模块结构，其特征在于：所述的切换管 由一带反并二极管的IGBT管与一避雷器并联组成；其中，IGBT管的发射极构 成切换管的正极端，集电极构成切换管的负极端，基极接收来自外部设备提供 的开关控制信号。

说明书一种模块化多电平换流器的交叉型子模块结构
技术领域
本发明属于电力电子系统技术领域，具体涉及一种模块化多电平换流器的 交叉型子模块结构。
背景技术
模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)具有交流输出 电压谐波畸变率低，模块化结构易于封装，开关器件承受的电气应力小，开关 损耗低等优点。自2002年提出后，经过十余年的发展，已为业界广泛承认。半 桥子模块(half-bridge sub-module，HBSM)结构是MMC主要的子模块可选结 构，由于HBSM的损耗小、电压低，目前几乎所有的MMC高压直流工程都是 以半桥型MMC(MMC using HBSM，HMMC)为其拓扑结构。但是，当HMMC 构成的高压直流系统发生直流双极短路故障时，系统无法通过闭锁换流器自身 来切断短路故障电流，这也严重危害了系统的安全。
目前，直流断路器在高压大功率场合中的工程应用还无法实现，而由HMMC 构成的直流输电系统在发生双极短路故障时又无法通过闭锁换流站来切断故障 短路电流，因此整个系统只能在故障发生后通过交流断路器来切断故障电流， 这给系统的安全运行带来了严重影响。为了尽可能地避免直流故障，现有的 MMC工程均是采用故障率低的电缆作为传输线路而不是采用成本较低的架空 线，这对MMC直流输电系统在长距离输电方面的发展产生了极大的制约。
为了有效解决上述技术问题，目前很多文献提出了多种具有直流故障自清 除能力的子模块拓扑，如钳位双子模块(clamp double sub-module，CDSM)和 全桥子模块(full-bridge sub-module，FBSM)等。从设备成本和运行损耗来看， CDSM相较于其他子模块拓扑均占有较为明显的优势，但由其构成的MMC (MMC using CDSMs，CMMC)相较于HMMC，CMMC需要多用25％的IGBT 器件，额外消耗40％左右的运行损耗。若能研究出比CDSM更加经济的子模块 拓扑，必然具有十分重要的工程价值和应用前景。
发明内容
针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种模块化多电平换 流器的交叉型子模块结构，由其构成的MMC不仅具有直流故障自清除能力， 而且相比于CMMC，所使用的IGBT器件个数更少，运行损耗更低，具有更好 的经济性。
一种模块化多电平换流器的交叉型子模块结构，包括：四个开关管S1～S4、 四个电容器C1～C4，一个切换管和一个独立二极管；其中：
电容C1的正极端与开关管S2的负极端相连并构成子模块结构的高压端，电 容C1的负极端与开关管S1的正极端相连，开关管S1的负极端与电容C2的正极 端以及独立二极管的阴极相连，电容C2的负极端与开关管S2的正极端以及切换 管的正极端相连；切换管的负极端与电容C3的正极端以及开关管S3的负极端相 连，独立二极管的阳极与电容C3的负极端以及开关管S4的正极端相连，开关管 S4的负极端与电容C4的正极端相连，电容C4的负极端与开关管S3的正极端相 连并构成子模块结构的低压端；
所述四个开关管S1～S4中的任一开关管包括两个带反并二极管的IGBT管 T1～T2；其中，IGBT管T1的发射极构成开关管的正极端，IGBT管T1的集电极 与IGBT管T2的发射极相连，IGBT管T2的集电极构成开关管的负极端，两个 IGBT管T1～T2的基极均接收来自外部设备提供的开关控制信号。
所述的切换管由一带反并二极管的IGBT管与一避雷器并联组成；其中， IGBT管的发射极构成切换管的正极端，集电极构成切换管的负极端，基极接收 来自外部设备提供的开关控制信号。
所述的避雷器能够有效防止IGBT的过电压，使其免遭过电压损坏。
本发明子模块结构最大能够输出4个电平，在实际的模块化多电平换流器 应用中，能够有效减少子模块使用的个数，降低控制电路的规模和控制的复杂 度。
与现有技术相比，本发明子模块结构的有益效果如下：
(1)由本发明子模块构成的MMC具有直流故障自清除能力，能够快速有 效地处理直流故障，减少故障对MMC以及整个交直流系统的影响。
(2)由本发明子模块构成的MMC相较于CMMC减少了10％的IGBT器 件个数，运行损耗也有一定程度地降低，足见经济性要好于CMMC。
(3)本发明的子模块最大能够输出四个电平，与HBSM输出1个电平和 CDSM输出2个电平相比，相同电压等级的MMC中，本发明的子模块使用数 最少，能够有效降低控制硬件和控制算法的复杂度。
附图说明
图1为本发明交叉型子模块结构示意图。
图2(a)为本发明交叉型子模块4电平投入状态示意图。
图2(b)为本发明交叉型子模块2电平投入状态示意图。
图2(c)为本发明交叉型子模块另一种2电平投入状态示意图。
图2(d)为本发明交叉型子模块旁路状态示意图。
图3(a)为本发明交叉型子模块闭锁状态下电流流向为A至B的示意图。
图3(b)为本发明交叉型子模块闭锁状态下电流流向为B至A的示意图。
图4为两个CDSM级联的示意图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技 术方案及其相关原理进行详细说明。
如图1所示，本发明模块化多电平换流器的交叉型子模块结构，包括4个 开关管S1～S4，4个电容器C1～C4，1个切换管和1个独立二极管D10。
电容C1的正极端与开关管S2的2号端相连并构成交叉型子模块结构的A 端，电容C1的负极端与开关管S1的1号端相连，开关管S1的2号端与电容C2的正极端以及二极管D10的阴极相连，电容C2的负极端与开关管S2的1号端以 及切换管的1号端相连。切换管的2号端与电容C3的正极端以及开关管S3的2 号端相连，二极管D10的阳极与电容C3的负极端以及开关管S4的1号端相连。 开关管S4的2号端与电容C4的正极端相连，电容C4的负极端与开关管S3的1 号端相连并构成交叉型子模块结构的B端。
开关管S1～S4具有相同的内部结构，包含两个IGBT管T1和T2以及与其相 并联的反向二极管D1和D2。其中，IGBT管T1的发射极作为开关管的1号端， IGBT管T1的集电极与IGBT管T2的发射极相连，IGBT管T2的集电极作为开 关管的2号端。
切换管由1个IGBT管T9，1个二极管D9和1个避雷器，三者并联构成， 其中，二极管D9与IGBT管T9成反向并联关系。避雷器的加入能够有效防止 IGBT管T9的过电压，使其免遭过电压损坏。
图2给出了交叉型子模块结构稳态运行情况下四种运行状态。图2(a)所示为 T1T2、T7T8、T9开通，T3T4、T5T6关断情况下，子模块输出四电平的状态；图 2(b)所示为T1T2、T5T6、T9开通，T3T4、T7T8关断情况下，子模块输出二电平的 状态；图2(c)所示为T3T4、T7T8、T9开通，T1T2、T5T6关断情况下，子模块输出 二电平的状态；图2(d)所示为T3T4、T5T6、T9开通，T1T2、T7T8关断情况下，子 模块旁路的状态。稳态运行时，T9始终处于导通状态，不存在过电压问题。实 际工程应用中，往往由数百个子模块的级联构成MMC的一个桥臂，这导致控 制硬件的要求增加，控制算法亦复杂化。所以，在应用时，本发明的交叉型子 模块不采用二电平状态，而是采用四电平的投入方式，极大地减少子模块使用 的个数，降低控制电路的规模和控制的复杂度。
图3给出了交叉型子模块结构在闭锁情况下不同电流流向下的两种运行状 态。图3(a)为电流方向从A至B的情况，图3(b)为电流方向从B至A的情况。 电流流向A至B的情况下，电流方向将承受四个电平的反电势；电流流向B至 A的情况下，电流方向将承受两个电平的反电势。因此，无论是何种电流方向 流通，电流始终对电容充电，使电容电压增大，从而可以建立较大的反向电动 势来切断直流故障电流。从图3(b)可以看出，在D10导通之际，C2和C3上的电 压将叠加在T9之上，使得T9暂时承受越两倍的额定电压，因此，需要在其上并 联避雷器以保护T9。实际上，工程应用中，IGBT稳态运行下的额定电压一般为 其可承受电压的一半左右，因此，T9本身具有承受两倍电压的能力，故而一个 IGBT器件便能胜任。
正常运行情况下，一个交叉型子模块能够输出四电平，而一个CDSM只能 输出二电平。因而，在实际应用中，一个交叉型子模块相当于两个CDSM，将 两个级联的CDSM看做成一个新的子模块，便能够十分简单地比较交叉型子模 块和CDSM之间的经济性。图4给出了两个CDSM级联的示意图，从图中可以 看出，两个级联的CDSM包括10个IGBT管，而交叉型子模块只需要9个IGBT 管，因此，由它们各自构成的MMC在IGBT管的使用个数上，交叉型子模块相 比于CDSM节省了10％。
表1给出了上述两类子模块在稳态运行下，电力电子器件的导通状态。从 表中可以看出，当电流方向为A至B时，无论子模块处于何种状态，两CDSM 级联的结构都比交叉型子模块多投入1个二极管；当电流方向为B至A时，无 论子模块处于何种状态，两CDSM级联的结构都比交叉型子模块多投入1个 IGBT管。因此，可以得出，相同电压和容量情况下，CMMC比由交叉型子模 块构成的MMC消耗更多的通态损耗。
表1

表2给出了上述两类子模块在稳态运行下，电力电子器件的通断状态。从 表中可以看出，投切之间，交叉型子模块和两CDSM级联的情况是相同的，表 明两者具有相同的开关损耗。
表2


从表1和表2可以得出，相比于CDSM，本发明交叉型子模块具有更小的 运行损耗，加之少使用10％的IGBT管，交叉型子模块更具经济性。
上述的对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用 本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改， 并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此， 本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做 出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。