单级背部照明反相器及其驱动方法 【技术领域】
本发明涉及一种用于对薄膜晶体管液晶显示(TFT-LCD)面板的冷阴极荧光灯(CCFL)的驱动进行控制的单级背部照明反相器，尤其是涉及一种单级背部照明反相器以及用于驱动其的方法，其中提供给电源开关的用于驱动CCFL的开关信号被移相以实现其可对电源开关的可操作时间的比率进行调准的零电压开关，因此可减少电源开关上的应力，可很容易的对灯的驱动进行控制并且以集成电路(IC)的形式提供了一开关控制电路以使其结构简单化。
背景技术
通常以低电流来操作TFT-LCD面板的CCFL，其产生了诸如低电耗、低热度、高零度、并且长寿命这样的优点。就此而言，近来CCFL已用于诸如计算机监控器的背部照明单元以及打印机的显示面板这样的各种显示设备，该计算机监控器的背部照明单元例如可以是TFT-LCD。诸如CCFL这样的灯要求1至2kV的高交流(AC)电压，并且使用反相器以提供这种高AC电压。
通常将该反相器分成两类，即由一个驱动器来驱动一个变压器地单个型(或者单级型)以及由一个驱动器来驱动两个串联变压器的两级型。
图1给出了传统的背部照明反相器的结构方框图。
图1所示的传统背部照明反相器是两级背部照明反相器并且包括一开关装置11、一整流器12、一变压器驱动器13、一变压器设备14、一灯15、一反馈电压检测器16、以及一调光控制器(dimmingcontroller)17。该开关装置11将大约5至30V的直流(DC)电压转换成矩形波电压以响应脉宽调制(PWM)信号。该整流器12将来自开关装置11的输出电压整流成半波。变压器驱动器13执行自激振荡功能以将整流器12的输出电压转换成AC电压。该变压器设备14将来自变压器驱动器13的输出AC电压升高到灯进行操作所必需的大约1至2kV的电压电平。诸如CCFL这样的灯15与变压器设备14相连以便打开/关闭该灯以响应变压器设备14的输出电压。反馈电压检测器16对与流过灯15的电流相对应的电压进行检测。该调光控制器17根据反馈电压检测器16所检测到的电压而产生了PWM信号并且将其提供给开关装置11以调整矩形波电压的占空度。变压器驱动器13可以是其基于所给电路结构的任何一种驱动型式。
由于上述结构，传统的两级背部照明反相器适合于通过自激振荡电路来直接驱动CCFL以产生变压器驱动AC电压。
然而，上述传统的两级背部照明反相器的不利之处在于需要诸如自激振荡电路、buck转换器等等这样的复合电路以将AC电压提供给变压器设备以便驱动CCFL，这可导致这种电路应用成本的增加。另外，有关的控制电路是复合的，因此它受到尺寸减小的限制。该限制使得很难将其构建在一个IC中。
【发明内容】
因此，针对上述问题而提出了本发明，并且本发明的一个目的就是提供一种单级背部照明反相器以及用于驱动其的方法，其中提供给电源开关的用于驱动CCFL的开关信号被移相以实现其可对电源开关的可操作时间的比率进行调节的零电压切换，因此可减少电源开关上的应力，这可很容易的对灯的驱动进行控制并且以集成电路(IC)的形式提供了一开关控制电路以使其结构简单化。
根据本发明，通过提供这样一种单级背部照明反相器可实现上述及其他目的，该反相器利用预定的脉宽调制(PWM)振荡信号来通过一个变压器来驱动一个灯，该反相器包括：一主振荡器，用于产生预定的三角形波振荡信号、预定的时钟信号、以及已反转的时钟信号；一输出驱动控制器，响应来自主振荡器的三角形波振荡信号、时钟信号、已反转的时钟信号以及设置在其中的第一和第二基准电压，第二基准电压具有其被设置为三角形波振荡信号的中间电平的一电平，该输出驱动控制器产生了第一电压、对所产生的第一电压与三角形波振荡信号进行比较，根据比较结果而产生了第一驱动控制信号，产生了第二电压、对所产生的第二电压与三角形波振荡信号进行比较、并且根据比较结果产生了第二驱动控制信号，其中第一电压具有其被设置为位于第二基准电压的电平与三角形波振荡信号的最低电平之间的一值的电平，第二电压具有其被位置为位于第二基准电压的电平与三角形波振荡信号的峰值电平之间的一值的电平，第一和第二驱动控制信号具有不同的接通时间；第一输出单元，用于输出一对第一开关信号以响应来自输出驱动控制器的第一驱动控制信号，第一开关信号具有位于其之间的预定空耗时间；以及第二输出单元，用于输出一对第二开关信号以响应来自输出驱动控制器的第二驱动控制信号，第二开关信号具有位于其之间的预定空耗时间。
优选地，输出驱动控制器可以包括：一积分器，该积分器具有用于接收来自灯的所检测电压的一倒相输入端以及用于接收第一基准电压的非倒相输入端，该积分器对所检测到的电压进行积分以输出第一电压；一比较电路，该比较电路具有用于接收PWM调光电压的一非倒相输入端以及用于接收PWM振荡信号的一倒相输入端，该比较电路对PWM振荡信号与PWM调光电压进行比较；一开关，该开关用于执行开关操作以使积分器的输出端与接地端之间连接/断开以响应来自比较电路的输出信号；一逻辑驱动器，该逻辑驱动器用于产生第一驱动控制信号以响应三角形波振荡信号、第二基准电压、来自积分器的第一电压、以及时钟信号；以及一相移驱动器，该相移驱动器产生了第二驱动控制信号以响应三角形波振荡信号、第二基准电压、来自积分器的第一电压、以及已反转的时钟信号。
【附图说明】
结合随后的附图，从下面的详细描述中可显而易见的得出本发明的上述及其他目的、性能、及其他优点，在附图中：
图1给出了传统的背部照明反相器的结构方框图；
图2给出了根据本发明的单级背部照明反相器的结构电路图；
图3给出了图2中的输出驱动控制器的电路图；
图4给出了图3中的逻辑驱动器的电路图；
图5给出了图3中的相移驱动器的电路图；
图6给出了根据本发明的单级背部照明反相器中的主信号的时间图；
图7给出了根据本发明的单级背部照明反相器中的开关信号的时间图；以及
图8给出了根据本发明的用于驱动单级背部照明反相器的方法的流程图。
【具体实施方式】
现在，参考随后的附图对本发明的优选实施例进行详细的说明。在附图中，相同的附图标记表示相同的或者类似的元件，即使它们是在不同的附图中所描述的。
图2给出了根据本发明的单级背部照明反相器的结构电路图。
参考图2，根据本发明的单级背部照明反相器适合于利用预定PWM振荡信号Sq来借助于一个变压器270来驱动一个CCFL，并且包括一主振荡器210和一输出驱动控制器230。该主振荡器210产生了预定三角形波振荡信号Sk、预定时钟信号Cs、以及已反转的时钟信号Cr。输出驱动控制器230响应来自主振荡器210的三角形波振荡信号Sk、时钟信号Cs、及已反转的时钟信号Cr以及在那里所设置的第一和第二基准电压Vref1和Vref2。第二基准电压Vref2具有其被设置为三角形波振进行荡信号Sk的中间电平的一电平。输出驱动控制器230用于产生第一电压Vo、对所产生的第一电压Vo与三角形波振荡信号Sk进行比较、该根据比较结果而产生第一驱动控制信号、产生第二电压2Vref2-Vo、对所产生的第二电压2Vref2-Vo与三角形波振荡信号Sk进行比较、并且根据该比较结果而产生了第二驱动控制信号，其中第一电压具有其被设置为位于第二基准电压vref2的电平与三角形波振荡信号Sk的最低电平之间的一值的电平，该第二电压具有其被设置为位于第二基准电压vref2的电平与三角形波振荡信号Sk的峰值电平之间的一值的电平。第一和第二驱动控制信号Sh和Sg具有不同的接通时间。单级背部照明反相器另外包括第一输出单元240以及第二输出单元。该第一输出单元240输出一对第一开关信号Sc和Sd以响应来自输出驱动控制器230的第一驱动控制信号Sh，该第一开关信号Sc和Sd具有位于其之间的预定空耗时间。该第二输出单元输出一对第二开关信号Sf和Se以响应来自输出驱动控制器230的第二驱动控制信号Sg，该第二开关信号Sf和Se具有位于其之间的预定空耗时间。
根据本发明的单级背部照明反相器进一步包括PWM振荡器220、一开关装置260、以及一反馈电压检测器290。该PWM振荡器220产生了预定的PWM振荡信号Sq。该开关装置260将AC驱动信号提供给变压器270以响应来自第一输出单元240的一对第一开关信号Sc和Sd以及来自第二输出单元250的一对第二开关信号Sf和Se。反馈电压检测器290对与流过灯280的电流相对应的一电压Vfd进行检测并且将所检测到的电压vfd提供给输出驱动控制器230。
开关装置260包括为响应来自第一输出单元240的一对第一开关信号Sc和Sd以执行开关操作而闭合的/打开的第一和第二电源开关SW1和SW2以及为响应来自第二输出单元250的一对第二开关信号Sc和Sd以执行开关操作而闭合的/打开的第三和第四电源开关SW3和SW4。根据电源开关SW1-SW4的开关操作，将AC驱动信号提供给变压器270。
图3给出了图2中的输出驱动控制器230的电路图。
参考图3，输出驱动控制器230包括一积分器231，该积分器231具有用于接收来自灯280的所检测电压Vfd的一倒相输入端以及用于接收第一基准电压Vref1的一非倒相输入端。积分器231用于对所检测的电压Vfd进行积分以输出第一电压Vo。输出驱动控制器230进一步包括一比较电路232，该比较电路232具有用于接收PWM调光电压Vdim的一非倒相输入端和用于接收PWM振荡信号Sq的一倒相输入端。比较电路232用于对PWM振荡信号Sq与PWM调光电压Vdim进行比较。输出驱动控制器230进一步包括一开关233、一逻辑驱动器234、以及一相移驱动器235。该开关用于执行开关操作以使积分器231的输出端与接地端之间连接/断开以响应来自比较电路232的输出信号。该逻辑驱动器234产生第一驱动控制信号Sh以响应三角形波振荡信号Sk、第二基准电压vref2、来自积分器231的第一电压Vo、以及时钟信号Cs。该相移驱动器235产生第二驱动控制信号Sg以响应三角形波振荡信号Sk、第二基准电压Vref2、来自积分器231的第一电压Vo、以及反转的时钟信号Cr。
第二基准电压Vref2具有其被设置为三角形波振荡信号Sk的中间电平的一电平，并且来自积分器231的第一电压Vo具有其被设置为第二基准电压Vref2的电平与三角形波振荡信号Sk的最低电平之间的一大约中间值的电平。
图4给出了图3中的逻辑驱动器234的电路图。
参考图4，逻辑驱动器234包括第一比较器Comp11，该第一比较器comp11具有用于接收三角形波振荡信号Sk的一倒相输入端以及用于接收来自积分器231的第一电压Vo的一非倒相输入端。第一比较器Comp11用于对三角形波振荡信号Sk与来自积分器231的第一电压Vo进行比较。逻辑驱动器234进一步包括第二比较器Comp12，该第二比较器Comp12具有用于接收三角形波振荡信号Sk的一倒相输入端以及用于接收第二基准电压Vref2的一非倒相输入端。第二比较器comp12用于对三角形波振荡信号Sk与第二基准电压Vref2进行比较。逻辑驱动器234进一步包括一与非门Nand11，该与非门Nand11对来自第一比较器Comp11的输出信号、来自第二比较器Comp12的输出信号、以及时钟信号Cs进行与非操作并输出被与非的结果以作为第一驱动控制信号Sh。
图5给出了图3中的相移驱动器235的电路图。
参考图5，相移驱动器235包括第一比较器comp21，该第一比较器Comp21具有用于接收三角形波振荡信号Sk的一非倒相输入端以及用于接收第二基准电压Vref2的一倒相输入端。第一比较器Comp21用于对三角形波振荡信号Sk与第二基准电压vref2进行比较。相移驱动器235进一步包括一减法器Sub，该减法器Sub具有用于接收第二基准电压Vref2的一非倒相输入端以及用于接收来自积分器231的第一电压Vo的一倒相输入端。减法器Sub用于从第二基准电压Vref2的两倍电压2Vref2中减去来自积分器231的第一电压Vo并且输出所减结果以作为第二电压2Vref2-Vo。相移驱动器235进一步包括第二比较器Comp22，该第二比较器Comp22具有用于接收三角形波振荡信号Sk的一非倒相输入端以及用于接收来自减法器Sub的输出信号的一倒相输入端。第二比较器Comp22用于对三角形波振荡信号Sk与来自减法器Sub的输出信号进行比较。相移驱动器235进一步包括一与非门Nand21，该与非门Nand21对来自第一比较器Comp21的输出信号、来自第二比较器Comp22的输出信号、以及反转的时钟信号Cr进行与非操作并且输出该与非结果以作为第二驱动控制信号Sg。
来自减法器Sub的第二电压2Vref2-Vo具有其被设置为位于第二基准电压Vref2的电平与三角形波振荡信号Sk的峰值电平之间的近乎中间值的一电平。来自减法器Sub的第二电压2Vref2-Vo的电平关于第二基准电压Vref2的电平而与来自积分器231的第一电压Vo的电平呈对称关系。
根据本发明，可在一个IC中实现如上所述的主振荡器210、PWM振荡器220、输出驱动控制器230、第一输出设备240、以及第二输出单元250。
图6给出了根据本发明的单级背部照明反相器中的主信号的时间图。在该图中，Sk是三角形波振荡信号，Vref2是第二基准电压，Vo是来自积分器231的输出电压，Cs和Cr分别是时钟信号及反转的时钟信号，S16和S17是逻辑驱动器234的内部信号，Sh是第一驱动控制信号，S12和S13是相移驱动器235的内部信号，并且Sg是第二驱动控制信号。
图7给出了根据本发明的单级背部照明反相器中的开关信号的时间图。在该图中，Sh是第一驱动控制信号，Sc和Sd是根据第一驱动控制信号Sh所产生的一对第一开关信号，Sg是第二驱动控制信号，并且Se和Sf是根据第二驱动控制信号Sg所产生的一对第二开关信号。
参考随后的附图，在下文中将给出具有根据本发明上述结构的单级背部照明反相器的操作的详细说明。
根据本发明的单级背部照明反相器适用于对TFT-LCD面板的CCFL的驱动进行控制。在该反相器中，提供给电源开关的用于驱动CCFL的开关信号被移相以实现其可对电源开关的可操作时间的比率进行调节的零电压开关，在下文中将参考图2至8来对其进行详细的描述。
参考图2和8，在本发明的单级背部照明反相器中主振荡器210产生了大约为100KHz的预定三角形波振荡信号Sk、预定时钟信号Cs、以及反转的时钟信号Cr，并且PWM振荡器220产生了大约200Hz的预定PWM振荡信号Sq(S81)。
输出驱动控制器230分别根据三角形波振荡信号Sk、时钟信号Cs、以及PWM振荡信号Sq产生了第一驱动控制信号Sh，并且根据三角形波振荡信号Sk、反转的时钟信号Cr、PWM振荡信号Sq、外部的PWM调光电压Vdim、以及所检测的电压vfd产生了其具有与第一驱动控制信号Sh不同的接通时间的第二驱动控制信号Sg(S82-S84)。
第一驱动控制信号Sh具有位于三角形波振荡信号Sk的后相或者前相任何一个相位上的大约为其中间电平的接通时间。第二驱动控制信号Sg具有其位于第一驱动控制信号Sh反相上的接通时间。PWM振荡信号Sq和PWM调光电压Vdim用于调节CCFL的亮度。
参考图2、7、以及8，第一输出设备240输出一对第一开关信号Sc和Sd以响应来自输出驱动控制器230的第一驱动控制信号Sh，该第一开关信号Sc和Sd具有位于其之间的预定空耗时间，并且第二输出设备250输出一对第二开关信号Sf和Se以响应来自输出驱动控制器230的第二驱动控制信号Sg(S85)，该第二开关信号Sf和Se具有位于其之间的预定空耗时间。
开关装置260将AC驱动信号提供给变压器270响应来自第一输出设备240的一对第一开关信号Sc和Sd以及来自第二输出设备250的一对第二开关信号Sf和Se(S86和S87)。
参考图2，在下文将给出对开关装置260更加详细的说明。开关装置260具有一H桥式，该H桥式包括第一和第二电源开关SW1和SW2以及第三和第四电源开关SW3和SW4。为响应来自输出设备240的一对第一开关信号Sc和Sd而闭合/打开第一和第二电源开关SW1和SW2以执行开关操作，并且为响应来自第二输出设备250的一对第二开关信号Se和Sf而闭合/打开第三和第四电源开关SW3和SW4以执行开关操作。也就是说，同时闭合开关设备260的电源开关SW1和SW4以可使电流流入任何一个方向，或者同时闭合电源开关SW2和SW3以可使电流流入另一个方向，从而使得可将AC驱动信号提供给变压器270。
变压器270升高(boost)AC驱动信号并且将所升高的信号提供给灯280。其结果是，电流流过灯280以使其工作。
适量的电流流过灯280，虽然它处于工作状态。反馈电压检测器290检测与流过灯280的电流相对应的电压并且将所检测到的电压Vfd提供给输出驱动控制器230。
输出驱动控制器230按照下述方式进行操作。
参考图2至8，由反馈电压检测器290对从CCFL 280所反馈的电压Vfd进行检测并且此后将其提供给输出驱动控制器230。输出驱动控制器230的积分器231在其倒相输入端接收所检测的电压Vfd并且在其非倒相输入端接收内部所设置的第一基准电压Vref1，并且对所检测的电压Vfd进行积分以输出第一电压Vo。来自积分器231的输出电压Vo具有其被设置为小于第二基准电压Vref2的一电平，如图6所示。应该明白的是，可通过一电容Cc来调节在积分器231中所积分的电流量。
输出驱动控制器230的比较电路232在其非倒相输入端接收PWM调光电压Vdim并且在其倒相输入端接收PWM振荡信号Sq，并且对PWM振荡信号Sq与PWM调光电压Vdim进行比较。输出驱动控制器230的开关233执行开关操作以使积分器231的输出端与接地端之间连接/断开以响应来自比较电路的输出信号以调节所反馈的量。也就是说，开关233用于调节在逻辑驱动器234中所检测到的反馈电压的量。
例如，因为由PWM调光电压Vdim来调节来自积分器231的输出电压，因此可通过PWM调光电压Vdim将其调节为低状态。
此后，输出驱动控制器230的逻辑驱动器234根据三角形波振荡信号Sk、在内部所设置的第二基准电压Vref2、来自积分器231的第一电压Vo、以及时钟信号Cs而产生了如图6所示的第一驱动控制信号Sh。
同时，输出驱动控制器230的相移驱动器235根据三角形波振荡信号Sk、第二基准电压Vref2、来自积分器231的第一电压Vo、以及反转的时钟信号Cr而产生了如图6所示的第二驱动控制信号Sg。
参考图6，三角形波振荡信号Sk具有大约100KHz的恒定电平，并且在内部所设置的第二基准电压Vref2具有其被设置为三角形波振荡信号的中间电平的一电平。在三角形波振荡信号的这样一相位产生了第一驱动控制信号Sh，三角形波振荡信号Sk在该相位的电平小于第二基准电压Vref2，并且在三角形波振荡信号Sk的这样一相位产生了第二驱动控制信号Sg，三角形波振荡信号Sk在该相位的电平大于第二基准电压Vref2。其结果是，在不同的阶段产生了第一驱动控制信号Sh和第二驱动控制信号Sg。
接下来，参考图4和6对逻辑驱动器234的操作进行详细的描述。
参考图4，首先，第一比较器Comp11在其倒相输入端接收三角形波振荡信号Sk并且在其非倒相输入端接收来自积分器231的第一电压Vo，并且对三角形波振荡信号Sk与来自积分器231的第一电压Vo进行比较以输出如图6所示的信号S16。逻辑驱动器234的第二比较器Comp12在其倒相输入端接收三角形波振荡信号Sk并且在其非倒相输入端接收第二基准电压Vref2，并且对三角形波振荡信号Sk与第二基准电压Vref2进行比较以输出如图6所示的信号S17。
随后，逻辑驱动器234的与非门Nand11对来自第一比较器Comp11的输出信号S16、来自第二比较器Comp12的输出信号S17、以及时钟信号Cs进行与非操作，并且输出与非结果以作为第一驱动控制信号Sh。根据来自积分器231的第一电压Vo而在三角形波振荡信号Sk的一相位产生了第一驱动控制信号Sh，三角形波振荡信号在该相位的电平小于第二基准电压Vref2。
接下来，参考图5和6对相移驱动器235的操作进行详细的说明。
参考图5，首先，相移驱动器235的第一比较器Comp21在其非倒相输入端接收三角形波振荡信号Sk并且在其倒相输入端接收第二基准电压Vref2，并且对三角形波振荡信号Sk与第二基准电压Vref2进行比较以输出如图6所示的信号S12。
相移驱动器235的减法器Sub在其非倒相输入端接收第二基准电压Vref2并且在其倒相输入端接收来自积分器231的第一电压Vo、从第二基准电压Vref2的两倍电压2Vref2中减去来自积分器231的第一电压Vo、并且输出所减结果以作为第二电压2Vref2-Vo。也就是说，来自减法器Sub的输出电压2Vref2-Vo具有其电平已移动的电压，该电压的电平与来自积分器231的第一电压Vo的电平相对于第二基准电压Vref2的电平而言呈对称关系。
相移驱动器235的第二比较器Comp22在其非倒相输入端接收三角形波振荡信号并且在其倒相输入端接收来自减法器Sub的输出信号，并且对三角形波振荡信号Sk和来自减法器Sub的输出信号进行比较以输出如图6所示的信号S13。
随后，相移驱动器235的与非门Nand21对来自第一比较器Comp21的输出信号S12、来自第二比较器Comp22的输出信号S13、以及反转的时钟信号Cr进行与非操作，并且输出与非结果以作为第二驱动控制信号Sg。根据来自减法器Sub的第二电压2Vref2-Vo而在三角形波振荡信号Sk的一相位产生了第二驱动控制信号，三角形波振荡信号Sk在该相位的电平高于第二基准电压Vref2的电平。
按照这种方式，逻辑驱动器234和相移驱动器235分别利用来自积分器231的第一电压Vo而输出了如图6所示的第一驱动控制信号Sh和第二驱动控制信号Sg。因此，根据来自积分器231的第一电压Vo的电平可在来调节第一驱动控制信号Sh和第二驱动控制信号Sg的占空度。例如，来自积分器231的第一电压Vo的电平越低，那么第一驱动控制信号Sh和第二驱动控制信号Sg的占空度则会越高。
另一方面，参考图2和图7，一对第一开关信号Sc和Sd之间的空耗时间以及一对第二开关信号Sf和Se之间的空耗时间可防止开关设备260变短，以便开关设备260可执行稳定的开关手术。
换句话说，第一输出单元240将如图7所示的一对第一开关信号Sc和Sd输出到开关设备260的第一和第二开关SW1和SW2以响应第一驱动控制信号Sh以将其闭合/打开。此时，使第一开关信号Sc和Sd之间处于空耗时间以防止第一和第二开关SW1和SW2在闭合/打开转换时期内被同时闭合。类似的，第二输出单元250将如图7所示的一对第二开关信号Se和Sf输出到开关设备260的第三和第四开关SW3和SW4以响应第二驱动控制信号Sg以将其闭合/打开。此时，使第二开关信号Se和Sf之间处于空耗时间以防止第三和第四开关SW3和SW4在闭合/打开转换时期内被同时闭合。
因此，当图2中的其被送至变压器270的AC电压的电平被反转时可实现零电压开关。
从上述说明中可显而易见的得出，本发明提供了一种单级背部照明反相器以及用于驱动其的方法，其中提供给电源开关的用于驱动CCFL的开关信号被移相以实现其可对电源开关的可操作时间的比率进行调节的零电压切换。因此可减少电源开关上的应力，这可很容易的对灯的驱动进行控制并且以集成电路(IC)的形式提供了开关控制电路以使其结构简单化。
换句话说，通过电源开关的组合而将AC电压提供变压器以驱动CCFL。因此，可除去buck转换器和自激振荡电路，其结果是使该应用成本和系统卷宗显著降低。另外，内置在一个IC中的有关控制电路如此简单以致其非常方便。此外，以简单的方式实现了相移调光和PWM调光，因此便于配置有关的电路并且可在较宽的范围内调节CCFL的亮度。
虽然为了说明的目的而公开了本发明的优选实施例，但是对于本领域的普通技术人员来说在不脱离由随后的权利要求所批露的本发明的范围和精神的情况下可做出各种修改、添加、以及替换。