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1、(10)申请公布号 CN 103080863 A(43)申请公布日 2013.05.01CN103080863A*CN103080863A*(21)申请号 201180040380.6(22)申请日 2011.08.012010-193260 2010.08.31 JPG05F 1/10(2006.01)H01L 21/822(2006.01)H01L 27/04(2006.01)(71)申请人日立汽车系统株式会社地址日本茨城县(72)发明人广津铁平 金川信康 田边至(74)专利代理机构北京尚诚知识产权代理有限公司 11322代理人龙淳(54) 发明名称电流控制用半导体元件和使用它的控制装置(。
2、57) 摘要提供一种电流控制用半导体元件和使用它的控制装置，该电流控制用半导体元件能够通过动态修正增益（a）和偏置（b）的变动，而在单芯片的IC内进行高精度的电流检测。在同一半导体芯片上，具有晶体管（4）、电流-电压转换电路和AD转换器。参考电流生成电路（6）在负载（2）的电流上叠加电流脉冲，使AD转换器输出的电压数字值变动。增益偏置修正部（8）对参考电流生成电路（6）产生的电压数字值的变动进行信号处理，动态取得AD转换器输出的电压数字值与负载的电流数字值的线性关系式中的增益（a）和偏置（b）。电流数字值运算部（12）使用增益偏置修正部（8）取得的增益和偏置修正AD转换器输出的电压值。(30)。
3、优先权数据(85)PCT申请进入国家阶段日2013.02.20(86)PCT申请的申请数据PCT/JP2011/067612 2011.08.01(87)PCT申请的公布数据WO2012/029485 JA 2012.03.08(51)Int.Cl.权利要求书1页 说明书9页 附图10页(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请权利要求书1页 说明书9页 附图10页(10)申请公布号 CN 103080863 ACN 103080863 A1/1页21.一种电流控制用半导体元件，其在同一半导体芯片上具有驱动负载的晶体管、将所述负载的电流转换为电压的电流-电压转换电路和将该电流-电。
4、压转换电路的输出电压转换为数字值的AD转换器，该电流控制用半导体元件的特征在于，包括：参考电流生成部，其在所述负载的电流上叠加电流脉冲，使所述AD转换器输出的电压数字值变动；增益偏置修正部，其对该参考电流生成部产生的所述电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得所述AD转换器输出的电压数字值与所述负载的电流数字值的线性关系式中的增益和偏置；和电流数字值运算部，其使用由该增益偏置修正部取得的增益和偏置修正所述AD转换器输出的电压值。2.如权利要求1所述的电流控制用半导体元件，其特征在于：具备保存从外部高精度地测定的所述电流脉冲的电流值的修正用测定值保存部，所述增益偏置修正部使用该修正用测定值保存部。
5、保存的所述电流脉冲的电流值和所述电压数字值的信号处理结果，动态地取得所述AD转换器输出的电压数字值与所述负载的电流数字值的线性关系式中的增益。3.如权利要求2所述的电流控制用半导体元件，其特征在于：所述电流脉冲的电流利用电阻和参考电压生成。4.如权利要求2所述的电流控制用半导体元件，其特征在于：所述电流脉冲的周期是所述AD转换器的采样周期的整数倍。5.如权利要求2所述的电流控制用半导体元件，其特征在于：在用PWM控制电流的情况下，所述电流脉冲的周期是PWM周期的整数倍。6.一种具有电流控制用半导体元件和控制该电流控制用半导体元件的微控制器的控制装置，其特征在于：所述电流控制用半导体元件在同一半。
6、导体芯片上具有驱动负载的晶体管、将所述负载的电流转换为电压的电流-电压转换电路和将该电流-电压转换电路的输出电压转换为数字值的AD转换器，该电流控制用半导体元件包括：参考电流生成部，其在所述负载的电流上叠加电流脉冲，使所述AD转换器输出的电压数字值变动；增益偏置修正部，其对该参考电流生成部产生的所述电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得所述AD转换器输出的电压数字值与所述负载的电流数字值的线性关系式中的增益和偏置；和电流数字值运算部，其使用由该增益偏置修正部取得的增益和偏置修正所述AD转换器输出的电压值。权 利 要 求 书CN 103080863 A1/9页3电流控制用半导体元件和使用它的控。
7、制装置技术领域0001 本发明涉及电流控制用半导体元件和使用它的控制装置，特别涉及适合在IC芯片中内置有电流检测电路的电流控制用半导体元件和使用它的控制装置。背景技术0002 随着各种控制对象被电子控制，为了将电信号转换为机械运动或油压而广泛使用电机和螺线管（solenoid）等电动致动器。这些电动致动器的改进需要高精度的电流控制。近年来，为了进行高精度的电流控制，一般使用数字反馈控制。0003 为了进行电流的数字反馈控制，需要取得控制对象即负载电流值Iout的数字值ioutd。为此，首先对于电流-电压转换电路的输出Vout用AD转换器进行数字转换，得到AD转换器的参考电压Vref和相对数字值。
8、Voutd（=Vout/Vref）。接着，对于AD转换器的输出Voutd，进行与包括电流-电压转换电路和AD转换器的电流检测电路的输入输出特性对应的修正，得到电流的数字值Ioutd。0004 电流检测电路可以考虑各种结构，但从控制算法简化的观点出发，优选电流检测电路的输入输出特性是线性的，该情况下，电流数字值Ioutd可以用增益a和偏置b按照（式1）求出。0005 Ioutd=aVoutd+b（1）0006 按照式（1）测定电流值的情况下，如何使增益a和偏置b与实际的电流检测电路的特性精度良好地一致，对于提高电流测定精度是重要的。0007 此外，在高精度的电流控制以外，控制装置的小型化、低价格。
9、化的需求也较高，通过将电流检测电路内置在IC芯片内对应该需求。已知为了将电流检测电路内置在IC芯片内，而在IC芯片内内置电流检测用电阻的装置（例如参照专利文献1、专利文献2）。0008 现有技术文献0009 专利文献0010 专利文献1：日本特开2003-203805号公报0011 专利文献2：日本特开2006-165100号公报发明内容0012 发明要解决的课题0013 将电流控制用电阻内置在IC芯片内，能够削减用于电流检测的外部安装部件，是在装置的小型化、低价格化方面优良的方法。0014 但是，IC芯片内形成的电阻的值因为温度而变动数十%，直接表现为式（1）的增益a的变动。此外，用于检测到。
10、的电流值的数字转换的AD转换器的参考电压Vref的变动也是使增益a变动数%的原因。进而，因为电流检测电路中使用的运算放大器的输入偏置，式（1）的偏置b也变动数%。0015 这样，将电流检测电路内置在IC芯片中的情况下，式（1）中的增益a和偏置b与说 明 书CN 103080863 A2/9页4设计值相比有较大变动，存在电流检测误差增大的问题。0016 本发明的目的在于提供一种电流控制用半导体元件和使用它的控制装置，该电流控制用半导体元件能够通过动态地修正增益a和偏置b的变动，在单芯片的IC内进行高精度的电流检测。0017 用于解决课题的方案0018 （1）为了达成上述目的，本发明的电流控制用半。
11、导体元件，其在同一半导体芯片上具有驱动负载的晶体管、将上述负载的电流转换为电压的电流-电压转换电路和将该电流-电压转换电路的输出电压转换为数字值的AD转换器，该电流控制用半导体元件包括：参考电流生成部，其在上述负载的电流上叠加电流脉冲，使上述AD转换器输出的电压数字值变动；增益偏置修正部，其对该参考电流生成部产生的上述电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得上述AD转换器输出的电压数字值与上述负载的电流数字值的线性关系式中的增益和偏置；和电流数字值运算部，其使用由该增益偏置修正部取得的增益和偏置修正上述AD转换器输出的电压值。0019 通过该结构，能够通过动态地修正增益a和偏置b的变动，在单芯。
12、片的IC内进行高精度的电流检测。0020 （2）在上述（1）中，优选具备保存从外部高精度地测定的上述电流脉冲的电流值的修正用测定值保存部，上述增益偏置修正部使用该修正用测定值保存部保存的上述电流脉冲的电流值和上述电压数字值的信号处理结果，动态地取得上述AD转换器输出的电压数字值与上述负载的电流数字值的线性关系式中的增益。0021 （3）在上述（2）中，优选上述电流脉冲的电流利用电阻和参考电压生成。0022 （4）在上述（2）中，优选上述电流脉冲的周期是上述AD转换器的采样周期的整数倍。0023 （5）在上述（2）中，优选在用PWM控制电流的情况下，上述电流脉冲的周期是PWM周期的整数倍。002。
13、4 （6）此外，为了达成上述目的，本发明的具有电流控制用半导体元件和控制该电流控制用半导体元件的微控制器的控制装置中，上述电流控制用半导体元件在同一半导体芯片上具有驱动负载的晶体管、将上述负载的电流转换为电压的电流-电压转换电路和将该电流-电压转换电路的输出电压转换为数字值的AD转换器，该电流控制用半导体元件包括：参考电流生成部，其在上述负载的电流上叠加电流脉冲，使上述AD转换器输出的电压数字值变动；增益偏置修正部，其对该参考电流生成部产生的上述电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得上述AD转换器输出的电压数字值与上述负载的电流数字值的线性关系式中的增益和偏置；和电流数字值运算部，其使用由该。
14、增益偏置修正部取得的增益和偏置修正上述AD转换器输出的电压值。0025 根据该结构，能够通过动态修正增益a和偏置b的变动，在单芯片的IC内进行高精度的电流检测，能够提高控制装置的控制精度。0026 发明效果0027 根据本发明，能够通过动态修正增益a和偏置b的变动，在单芯片的IC内进行高精度的电流检测。说 明 书CN 103080863 A3/9页5附图说明0028 图1是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件的结构的框图。0029 图2是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中使用的电流检测电路的结构的框图。0030 图3是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中使用。
15、的参考电流生成电路的结构的框图。0031 图4是本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中的增益和偏置的修正方法的说明图。0032 图5是本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中的增益和偏置的其他修正方法的说明图。0033 图6是表示本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件的结构的框图。0034 图7是表示本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件中使用的参考电流生成电路的结构的框图。0035 图8是表示使用本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的自动变速器控制装置的结构的框图。0036 图9是表示使用本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的制动控制装置的结构的框图。0037 图1。
16、0是表示使用本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的无刷电机控制装置的结构的框图。0038 图11是表示本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件的结构的框图。具体实施方式0039 以下用图1图5说明本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件的结构和动作。0040 首先用图1说明本实施方式的电流控制用半导体元件的结构。0041 图1是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件的结构的框图。0042 电流控制用半导体元件1由高侧MOSFET4、低侧MOSFET5、参考电流生成电路6、电流检测电路7、增益偏置修正部8、修正用测定值保存寄存器9、IF电路10、测试模式控制部11构成。0043 。
17、电流控制用半导体元件1与螺线管2和对螺线管2供给电压的电池3连接，通过PWM（Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制）使对螺线管2施加的电压通断，控制螺线管2中流过的电流，驱动螺线管5。0044 高侧MOSFET4是螺线管2与电池3之间的开关，高侧MOSFET4的栅极信号Vg为高电平时接通，为低电平时断开。高侧MOSFET4接通时且低侧MOSFET5断开时，螺线管2中流过的电流上升，断开时减少。0045 关于低侧MOSFET5，在高侧MOSFET4断开的期间中，低侧MOSFET5接通，在高侧MOSFET4断开时用作使螺线管2中流过的电流回流的通路。0046 电流检测电路7与。
18、高侧MOSFET4并联连接，将高侧MOSFET4中流过的电流、即螺线管2中流过的电流转换为电压，输出其数字值Voutd。电流检测电路7中内置有AD转换器。说 明 书CN 103080863 A4/9页60047 参考电流生成电路6发生用于修正表示螺线管2中流过的电流数字值与电流检测电路7输出的电压数字值的关系的上述式（1）的增益a和偏置b的参考电流。0048 修正用测定值保存寄存器9保存参考电流生成电路6发生的电流脉冲的电流值Ic，用于增益偏置修正部8修正增益a和偏置b。0049 增益偏置修正部8根据电流检测电路7的输出Voutd和修正用测定值保存寄存器9保存的电流值，修正增益a和偏置b，将其。
19、值输出到电流数字值运算部12。0050 电流数字值运算部12根据从电流检测电路7输入的Voutd和从增益偏置修正部8输入的增益a和偏置b，按照式（1）输出电流的数字值Ioutd。0051 IF电路10提供从电力控制用半导体元件1的外部读、写修正用测定值保存寄存器9保存的值Ic的接口功能。0052 测试模式控制部11经由端子14从外部起动。测试模式控制部11起动时，用控制信号Cal_on控制参考电流生成电路6将参考电流生成电路6中流过的电流对端子13输出，使得能够从外部测定参考电流生成电路6中流过的电流值。测定的电流值Ic经由IF电路10保存在修正用测定值保存寄存器9中。经由端子14从外部的起动。
20、，在电流控制用半导体元件1出厂前等进行。0053 此外，测试模式控制部11根据电流控制用半导体元件1的内部的温度T的信息输出修正指令C，使增益偏置修正部8起动。然后，增益偏置修正部8根据电流检测电路7的输出Voutd和修正用测定值保存寄存器9保存的电流值，修正增益a和偏置b，将其值输出到电流数字值运算部12。即，相对于上次修正增益a和偏置b时的温度，现在的温度变化了规定温度以上时，测试模式控制部11使增益偏置修正部8起动，修正增益a和偏置b，将其值输出到电流数字值运算部12。电流控制用半导体元件1内部的温度T用在电流控制用半导体元件1的内部形成的电阻值的温度依赖性计测。0054 接着，用图2说。
21、明本实施方式的电流控制用半导体元件中使用的电流检测电路7的结构。0055 图2是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中使用的电流检测电路的结构的框图。0056 电流检测电路7具备传感MOSFET21，在栅极信号Vg为高电平时、即高侧MOSFET4通电时接通，在传感电阻Rsns20中流通以由高侧MOSFET4与传感MOSFET21的接通电阻比决定的分流比分流的电流。差动放大器22对传感电阻Rsns20两端的电位差进行放大，输出电压值Vout。AD转换器23以采样周期Ts对差动放大器22的输出电压Vout进行数字转换，输出与参考电压Vref的相对数字值Voutd=Vout/Vref。00。
22、57 因为以上说明的电流检测电路7的特性是线性的，所以电流的数字值Ioutd与电流检测电路7的输出Voutd的关系，能够用增益a和偏置b由式（1）表示。0058 接着，用图3说明本实施方式的电流控制用半导体元件中使用的参考电流生成电路6的结构。0059 图3是表示本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中使用的参考电流生成电路的结构的框图。0060 参考电流生成电路6具备MOSFET30，栅极信号Cal_on为高电平时，流通电流值Ic的恒定电流源31的电流。说 明 书CN 103080863 A5/9页70061 接着，用图4说明本实施方式的电流控制用半导体元件中的增益a和偏置b的修正方法。。
23、0062 图4是本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中的增益和偏置的修正方法的说明图。0063 为了进行增益a的修正，参考电流生成电路6在螺线管电流上叠加振幅Ic、AD转换器23的采样周期的二倍周期2Ts的电流脉冲，使差动放大器22的输出Vout变动。0064 图4所示的例子中，AD转换器23输出的相对数字值Voutd序列为电压Vs1、Vs2、Vs9，其中扩展位为偶数的电压Vs2、Vs4、Vs8是用参考电流生成电路6施加了振幅Ic的电流脉冲时采样的数字值。0065 此处，根据扩展位为奇数的Voutd序列，分别运算中点电压Vi2=Vs1+Vs3/2，Vi4=Vs3+Vs5/2，Vi8=Vs。
24、7+Vs9/2，进而，分别运算与扩展位为偶数的电压Vs2、Vs4、Vs8的差，取得电压差V2、V4、V8。这样运算的电压差V2、V4、V8是因为参考电流生成电路6在螺线管电流上叠加振幅Ic的电流脉冲而产生的Vout变动的数字值。0066 为了抑制施加参考电流对螺线管电流的影响，参考电流生成电路6发生的电流脉冲的振幅Ic被限制为与螺线管电流值相比较小。结果，各电压差V2、V4、V8的量化误差较大，但通过运算平均值aveV能够削减量化误差。使用这样得到的平均值aveV和Ic，能够用以下式（2）高精度地运算式（1）的增益a。0067 a=Ic/aveV（2）0068 进而，设高侧MOSFET4断开时。
25、、即电流值为“0”时电流检测电路7的输出为断开电压Voutd_off，则根据式（1）和式（2），偏置b能够根据以下式（3）运算。0069 b=-aVoutd_off（3）0070 此处，恒定电流源31的电流值Ic用测试模式控制部11从外部高精度地测定，预先将值保存在非易失性存储器等中。电流控制用半导体元件1起动时，经由IF电路10对电流测定修正用测定值保存寄存器9传输Ic的值。0071 由此，增益偏置修正部8能够在需要修正的任意时刻（电流控制用半导体元件1的内部温度变动了规定温度以上时），测定相对数字值Voutd的变动，用电流测定修正用测定值保存寄存器9中保存的Ic的值，根据式（2）、式（3）。
26、求出增益a和偏置b。0072 以上说明的增益偏置修正部8对增益a和偏置b的修正误差，依赖于恒定电流源31的电流值Ic的绝对误差，但恒定电流源的电流值不依赖于电源和温度，原理上能够使变动接近0，所以能够高精度地修正增益a和偏置b。0073 因此，通过本实施例，能够高精度地修正增益a和偏置b，进行高精度的电流测定。0074 其中，以上说明中，参考电流生成电路6在螺线管电流上叠加AD转换器23的采样周期的二倍周期2Ts的电流脉冲，但也可以在螺线管电流上叠加AD转换器23的采样周期的其他整数倍周期、例如三倍、四倍周期的电流脉冲。例如，AD转换器23的采样周期Ts为10s程度。另一方面，叠加的参考电流I。
27、c上升较快的情况下，根据图4中说明的原理，通过求出V，能够正确地检测参考电流Ic产生的增加量。但是，叠加的参考电流Ic的上升较慢的情况下，V可能不能正确表示参考电流Ic产生的增加量。此时，通过在螺线管电流上叠加AD转换器23的采样周期的其他整数倍、例如三倍、四倍周期的电流脉冲，能够说 明 书CN 103080863 A6/9页8更加正确地检测参考电流Ic产生的增加量。0075 接着，用图5说明本实施方式的电流控制用半导体元件中的增益a和偏置b的其他修正方法。0076 图5是本发明的一个实施方式的电流控制用半导体元件中的增益a和偏置b的其他修正方法的说明图。0077 此处，图2所示的AD转换器2。
28、3是调制方式的。0078 为了进行增益a的修正，参考电流生成电路6在螺线管电流上叠加振幅Ic、PWM周期的二倍周期的电流脉冲，按每个PWM周期使差动放大器22的输出Vout变动。图5所示的例子中，在ON区间2、4中，参考电流生成电路6施加振幅Ic的电流脉冲。0079 用调制方式的AD转换器，取得PWM的ON期间的Voutd平均值序列Vsave1、Vsave2、Vsave5，其中，outd平均值序列Vsave2、Vsave4是用参考电流生成电路6施加了振幅Ic的电流脉冲的PWM的ON期间中的相对数字值Voutd的平均值。0080 此处，用扩展位为奇数的Voutd平均值序列分别运算中点Viave2。
29、=Vsave1+Vsave3/2，Viave4=Vsave3+Vsave5/2，进而，分别取得与对应的扩展位为偶数的Vsave2、Vsave4的差Vave2=Vsave2-Viave2，Vave4=Vsave4-Viave4。这样运算的差Vave2、Vave4是因为参考电流生成电路6对螺线管电流施加振幅Ic的电流脉冲而产生的Voutd变动的平均值。0081 与图5同样，为了抑制施加参考电流对螺线管电流的影响，参考电流生成电路6发生的电流脉冲的振幅Ic被限制为与螺线管电流值相比较小。结果，各差Vave2、Vave4的量化误差较大，但能够通过进一步运算平均值aveVave削减量化误差。使用这样得到。
30、的aveVave和Ic，能够用以下式（4）高精度地运算式（1）的增益a。0082 a=Ic/aveVn（4）0083 进而，与图4同样地，能够根据高侧MOSFET4断开时的电流检测电路7的输出Voutd_off，用式（1）和式（4）求出偏置b。0084 通过以上方法，在使用原理上难以进行峰值的采样的调制方式的AD转换器的情况下，也能够高精度地运算增益a和偏置b。调制方式的AD转换器能够使电路小型化，所以能够通过本实施例降低电流控制用半导体元件的成本。0085 如以上说明，根据本实施方式，通过在负载电流上叠加电流脉冲，使AD转换器输出的电压数字值变动，通过对电压数字值的变动进行信号处理，能够动态。
31、取得AD转换器输出的电压数字值与负载电流数字值的线性关系式中的增益。然后，因为能够在任意时刻修正增益，所以能够通过提高修正的频度而提高电流检测精度。0086 接着，用图6和图7说明本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件的结构和动作。0087 图6是表示本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件的结构的框图。其中，与图1相同的符号表示相同的部分。图7是表示本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件中使用的参考电流生成电路的结构的框图。0088 图6中，在本实施方式中，使用参考电流生成电路6A和电阻值Rref精度较高的外部电阻60实现图1和图3中说明的参考电流生成电路6。0089 如图7所示，。
32、参考电流生成电路6A具备MOSFET30，栅极信号Cal_on为高电平时，说 明 书CN 103080863 A7/9页9MOSFET30为ON，运算放大器70以GND2端子电压与对运算放大器的+端子输入的参考电压Vbgr相等的方式，控制MOSFET71的栅极电压，结果流过Ic=Vbgr/Rref的电流。0090 本例中，取得参考电流Ic时，不用测定GND2端子中流过的微小的电流值，只要测定参考电压Vbgr的电压值、具体而言在用带隙稳压器（band gap regulator）生成参考电压Vbgr的情况下为1.2V程度的电压值即可，所以能够简化取得参考电流Ic所需的测定器，进一步提高测定精度。。
33、0091 如以上说明，根据本实施方式，通过在负载电流上叠加电流脉冲，使AD转换器输出的电压数字值变动，通过对电压数字值的变动进行信号处理，能够动态地取得AD转换器输出的电压数字值与负载电流数字值的线性关系式中的增益。然后，因为能够在任意时刻修正增益，所以能够通过提高修正的频度而提高电流检测精度。0092 此外，恒定电流源的电流值可以预先使用从外部高精度地测定的值进行修正，所以能够提高修正精度。0093 接着，用图8说明使用本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的自动变速器控制装置的结构和动作。0094 图8是表示使用本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的自动变速器控制装置的结构的框图。其。
34、中，图8中与图1相同的符号表示相同的部分。0095 自动变速器控制装置ATCU由图1所示的上级控制装置即微控制器CU和相当于电流控制用半导体元件1的多个电流控制用半导体元件1a、1e构成。0096 微控制器1从发动机转速传感器52、变速杆位置传感器53、加速踏板位置传感器54输入传感器值，根据输入的传感器值运算最佳的变速比，运算用于实现该变速比的变速器51具备的多个离合器（未图示）的油压指令值和与该油压对应的螺线管20a、20e的电流值指令值，对电流控制用半导体元件1a、1e输出该电流值指令值Ia*、Ie*。0097 如上述各实施方式中的说明所述，因为能够用电流控制用半导体元件1a、1e提高电。
35、流检测精度，所以能够进行平滑的变速，提高汽车的乘坐舒适性。0098 其中，图8中微控制器CU从发动机转速传感器52、变速杆位置传感器53、加速踏板位置传感器54这3个传感器输入传感器值，但也可以根据变速控制方式改变输入的传感器的数量和种类。此外，图8中微控制器CU从传感器直接输入传感器值，但也可以经由其他微控制器或IC输入。此外，图8中表示了自动变速器51具备5个离合器的例子，但也可以根据变速机构改变离合器的数量和与其对应的螺线管电流控制装置的数量。0099 接着，用图9说明使用本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的制动控制装置的结构和动作。0100 图9是表示使用本发明的各实施方式的电流。
36、控制用半导体元件的制动控制装置的结构的框图。其中，图9中与图1相同的符号表示相同的部分。0101 制动控制装置BCU由图1所示的微控制器CU和电流控制用半导体元件1构成。0102 微控制器CU从制动踏板位置传感器63、车速传感器64输入传感器值，根据输入的传感器值运算最佳的制动器的制动力，运算用于实现该制动力的油压制动器61的油压指令值和与该油压对应的螺线管20的电流值指令值，对电流控制用半导体元件1输出该电流值指令值I*。说 明 书CN 103080863 A8/9页100103 如上述各实施方式中的说明所述，因为电流控制用半导体元件1能够提高电流检测精度，所以能够进行平滑的制动，提高汽车的。
37、乘坐舒适性。0104 其中，图9中微控制器CU从制动踏板位置传感器63、车速传感器64这2个传感器输入传感器值，但也可以根据制动方式改变输入的传感器的数量和种类。此外，图9中微控制器CU从传感器直接输入传感器值，但也可以经由其他微控制器或IC输入。0105 接着，用图10说明使用本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的无刷电机控制装置的结构和动作。0106 图10是表示使用本发明的各实施方式的电流控制用半导体元件的无刷电机控制装置的结构的框图。其中，图9中与图1相同的符号表示相同的部分。0107 无刷电机控制装置MCU由图1所示的微控制器CU和电流控制用半导体元件1构成。0108 微控制器C。
38、U运算用于实现电机的目标转速和转矩的对于电机71的三相线圈Cu、Cv、Cw的三相电流指令值，对电流控制用半导体元件1a、1c输出该电流值指令值Iu*、Iv*、Iw*。0109 如上述各实施方式中的说明所述，因为电流控制用半导体元件1a、1c能够提高电流检测精度，所以能够进行平滑的电机控制。0110 如以上说明，本实施方式中，通过在负载电流上叠加电流脉冲，使AD转换器输出的电压数字值变动，通过对电压数字值的变动进行信号处理，动态地取得AD转换器输出的电压数字值与上述负载电流数字值的线性关系式中的增益。因此，因为能够在任意时刻修正增益，所以通过提高修正的频度，能够进行高精度的电流检测。即，通过动态。
39、修正增益a和偏置b的变动，能够在单芯片的IC内进行高精度的电流检测。0111 此外，恒定电流源的电流值使用预先从外部高精度测定的值进行修正，所以能够提高修正精度。0112 接着，用图11说明本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件的结构和动作。0113 图11是表示本发明的其他实施方式的电流控制用半导体元件的结构的框图。其中，与图1相同的符号表示相同的部分。0114 电流控制用半导体元件1A具备电流检测电路7A代替图1所示的电流检测电路7。电流检测电路7A是分路电阻构成的电流检测电路。电流检测电路7A与Iout串联连接，用电流检测电路7A内部具有的分路电阻将螺线管2中流过的电流转换为电压，输出其数字值Voutd。与图1所示的实施方式同样，因为电流检测电路7A的特性是线性的，所以电流的数字值Ioutd与电流检测电路7A的输出Voutd的关系，能够用增益a和偏置b由上述式（1）表示。0115 从而，如图4和图5中说明，能够使用施加了电压脉冲的Vout高精度地修正增益a。此外，对于偏置b，能够通过在一定区间内使AD转换器的输入短路，取得偏置值进行修正。0116 从而，根据本实施方式，也能够高精度地修正增益a和偏置b，进行高精度的电流测定。0117 进而，本实施方式中，因为测定螺线管2的总电流，所以能够简化螺线管2的平均说 明 书CN 103080863 A10。