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提供一种用于电动马达的电子控制器。用于电动马达的控制系统包含：在任何给定时间将激磁电流供应至马达的不同绕组的装置。而且，激磁电流的振幅独立于该激磁电流应用至所述绕组的时机和持续时间而变化。这允许加大马达的控制，且促进马达操作于高机械速度和/或高电子速度。

权利要求书一种用于电动马达的控制系统，该控制系统包含：在任何给定时间将激磁电流供应给马达的不同绕组的装置，其中该激磁电流的振幅独立于该激磁电流应用至所述绕组的时机和持续时间而变化。
根据权利要求1所述的控制系统，其中所述供应装置包含：电流供应反馈回路，以及与该电流供应反馈回路相分离的整流反馈回路，所述电流供应反馈回路用于将电流振幅提供给马达绕组，所述整流反馈回路用于控制将激磁电流供应至所述马达绕组的时机和持续时间。
根据权利要求2所述的控制系统，其中所述电流供应反馈回路还包含调节反馈回路，该调节反馈回路用于调节所述电流振幅。
根据上述权利要求中的任一项权利要求所述的控制系统，该控制系统还包含用于提供指示马达速度和/或所述马达的角度位置的信号的装置。
根据权利要求2‑4中的任一项权利要求所述的控制系统，其中所述电流供应反馈回路包含：用于表现目标马达速度的输入，以及用于响应于所述马达的目标速度和马达速度信号而提供电流振幅的装置。
根据权利要求4或5所述的控制系统，其中所述整流反馈回路可操作用于根据所述角度位置信号，控制至所述马达绕组的所述激磁电流的所述时机和持续时间。
根据权利要求4‑6中的任一项权利要求所述的控制系统，其中指示所述马达速度和/或所述马达的角度位置且由所述控制装置所测量的信号是指示所述马达绕组中所感应的电流的整流信号。
根据权利要求6所述的控制系统，其中所述马达的旋转在对应于所述装置信号的每一相绕组中产生反电动势，所述马达的旋转响应于至多个相绕组的任一给定的马达绕组的所述激磁电流的供应。
根据权利要求8所述的控制系统，其中当对应相绕组所感测的反电动势的振幅比关于其他所述多个相绕组所感测的所述反电动势的振幅大时，所述整流反馈回路向所述给定相绕组提供电流脉冲。
根据权利要求9所述的控制系统，其中该整流反馈回路包含：滤波器，该滤波器用来滤波所感测的反电动势，以促进所述给定绕组的电流供应与所述角度位置信号之间的同步。
根据权利要求10所述的控制系统，其中所述滤波器将相位偏移导入至所感测的反电动势，以促进所述同步。
根据权利要求11所述的控制系统，其中所述马达包含具有120度相对角位移的三相绕组。
一种用于电动马达的控制系统，该控制系统包含：整流电路以及电源，所述整流电路可操作用于控制将电流供应至所述电动马达的时机和持续时间，且所述电源用于将电流供应至所述马达，其中所述整流电路在操作上独立于所述电源。
一种永磁式马达，包含根据上述权利要求中的任一项权利要求所述的控制系统，其中所述马达包括多个互相无间隙地连接的永磁体，以提供连续的永磁壳。
根据权利要求14所述的永磁式马达，其中所述永磁式马达包含根据权利要求1‑13中的任一项权利要求所述的控制系统，其中所述永磁式马达还包含置于围绕所述马达圆周的多个槽内的多个相绕组，使得每一相绕组能够通过单一激磁电流被互补地激磁，且不致于相互抵消。
根据权利要求15所述的永磁式马达，其中所述多个相绕组分别并联地置于所述槽中。
根据权利要求15或16所述的永磁式马达，其中所述槽的数量除以磁体的数量的商为所述电流的相的数量的整数倍。
一种用于内燃机的强制进气系统，该系统包含根据权利要求1‑13中的任一项权利要求所述的控制系统。
一种用于具有曲轴的内燃机的强制进气系统，该系统包含：
压缩机，该压缩机用于增加进入引擎的气体压力；
涡轮机，该涡轮机机械地从所述压缩机解耦，并被配置成由引擎排气所驱动；
发电机，该发电机被配置成由所述涡轮机所驱动；
电动马达，该电动马达被配置成驱动所述压缩机，其中所述发电机和所述马达电性地连接；以及
根据权利要求1至13的任一项权利要求所述的控制系统，其中所述压缩机至少部分经由电性连接而被所述涡轮机的输出转矩所驱动。
一种永磁式发电机，该发电机包括多个互相无间隙地连接的永磁体，以提供连续的永磁壳。
根据权利要求20所述的永磁式发电机，其中所述永磁式发电机包含置于围绕所述永磁壳圆周的多个槽内的多个相绕阻，使得每一相绕组由单一激磁电流被互补地激磁，且不致于相互抵消。
根据权利要求21所述的永磁式发电机，其中所述多个相绕组分别并联地置于所述槽中。
根据权利要求21或22所述的永磁式发电机，其中所述槽的数量除以磁体的数量的商为所述电流的相的数量的整数倍。

说明书控制器
技术领域
本发明涉及一种用于电动马达的电力控制器。特别地，本发明涉及一种用于改进交流电动马达控制及操作的系统，其中当稳定的电气绕组(electrical winding)存在时，永磁体或稳定激磁电磁体(steadily excited electromagnet)会移动。这种马达将被统称为永磁交流(PMAC)马达(尽管某些可用稳定激磁电磁体替代永磁体)。PMAC马达可存在于，例如，高速混合涡轮增压器(turbocharger)或其他高速电子装置。
背景技术
传统的PMAC马达在稳定的电气绕组存在时，利用了永磁体的移动。定子绕组(stator winding)必须由振荡的或间歇性电流(即，交流电或脉波宽度调变)激磁(excite)，以便当磁体绕着绕组转动或移动(translate)时，施加电动势至磁体上。这种马达通常被描述为无刷交流永磁马达，或永磁同步马达(permanent magnet synchronous motor,PMSM)。很重要的是应注意，这种马达与无刷直流永磁马达的区别在于，此种马达具有不同的结构和控制方法。
就机械上而言，无刷交流永磁马达属于最为简单、小型化(compact)且有效率的一种马达。然而，在电动马达的历史中，实际的实施例通常具有整合的设计特征，这些设计特征牺牲了简单、小型性(compactness)和效率，以便赋予较佳的简化控制马达的工作的操作特性。牺牲的例子包括：
1.磁场削弱（field weakening），以限制来自马达固有性质的速度。
2.螺旋磁体(helical magnets)，以在低速时增强起动转矩(starting torque)及可预测性。
3.使用电磁体而不使用永磁体，以允许通过提供电磁体动力的直流信号调整起动转矩。
4.选择定子绕组的分布，以便当给予平滑交流电(振荡)输入时，使马达的转矩输出平滑。
5.可变气隙(特别是在“轴向磁通(axial flux)”型马达中)，以允许马达常数(电流输入和转矩输出之间的关系)通过机械方式被调整；以及
6.使用较弱的磁体或被动激磁(金属)材料，以减少马达对于交流信号输入的形状的敏感度(sensitivity)。
电动马达通常操作以200赫以下的速度(即，电动车为20赫至100赫，汽车启动马达为30赫至50赫，英国电站发电机为50赫，典型的泵马达为50赫，家用电器为10赫至50赫，输送带和滑轮为1赫至50赫)。
高速应用具有上述清单中第七项典型的较佳设计方式：被动激磁材料的使用。例子包包括：JR Bumby,E Spooner,&M Jagiela,“Solid Rotor Induction Machines for use in Electrically‑Assisted Turbochargers”,Proceedings of the XVII International Conference on Electric Machines(ICEM),2006；以及S Calverly,“High‑speed switched reluctance machine for automotive turbo‑generators”,Mag.Soc.Seminar on Motors and Actuators for Automotive Applications,2002.
上述设计特征的结合大大地增加马达的尺寸、重量、成本及能量效率。此外，对任一所选设计而言，马达的尺寸、重量及成本一般是正比于转矩输出的。以高速操作的马达可以低转矩来供给等量功率，因此设备和传动装置常常被指定尽可能地容纳（accommodate）较高速马达。然而，较高的速度易于加重与马达控制有关的挑战。
一个特别值得注意的应用领域为涡轮机械。这种装置(利用气体以接近音障的速度操作)以超过1500赫的速度旋转。涡轮机在航天及天然气发电方面相当知名，但它们逐渐被应用于汽车引擎(涡轮增压器)、工业制程(压缩机及热回收系统)、家用电器(真空吸尘器)以及建筑采暖和通风。与定量（fixed‑displacement）泵及膨胀腔室相比，涡轮机的日益普及创造了对高速马达的更多需求，并提供减少或消除高比例传输成本的可能性(如果能提供较高速度马达)。本发明特别值得注意之处在于汽车涡轮增压器的电气化，其是较早专利(B Richards,“Turbocharger concept”,英国专利no.0624599.7,2006)的主题。
涡轮机需要超过1500赫的操作速度，且一些汽车应用需要超过2500赫的速度。低于200赫的典型的马达速度并不适用于此应用。使用较弱磁体或被动磁化材料的设计折中方案可使速度达到1500赫，但这些折中方案具有相对较低的功率密度(power density)。典型的20千瓦涡轮压缩机在形状上约为15cm x15cm x10cm，且在稳定状态中需要1.6Nm的转矩输入。典型的操作在相同速度的被动激磁式电动马达可以从足够大的马达供应所需的转矩。但这种马达将具有大转子惯量(rotor inertia)。当马达的尺寸进一步增加以提供过量转矩以便在瞬时加速时克服它本身的惯量时，马达增加的惯量与产生的额外转矩成正比，造成收益递减。相比之下，具有强力永磁体的马达以同样体积可达到十倍的转矩，允许马达变小(10cm x10cm x10cm为2Nm的数量级)，而仍提供足够的转矩以供加速。管理控制器电流的问题仍然存在。
由于上述设计优点以及用于高速机器的新兴应用，过去三十年间，更加难以控制的马达成为总体趋势。这一趋势与以下现象相符且依赖以下现象：电子学和计算机的广泛应用，使更为繁复的控制策略变得可行。
传统的无刷永磁式马达一般为直流类型或交流类型两者之一。无刷直流式马达接受“粗糙（rough）”的电压输入，并通过马达绕组的电感及电阻，在马达内部使电流平滑。无刷交流马达(也称为同步马达)需要控制器给予的平滑且正弦(或接近正弦)的电流。这两种马达都不是被设计为接受“粗糙”的电流输入波形。
控制无刷永磁式马达的传统方式为脉宽调制(pulse width modulation,PWM)。该方式的示例(尤其涉及PMAC)示出在EP2159909中。该文件利用快速PWM，以模拟输入至马达的平滑正弦波电压输入。这允许位置的精确控制以及马达的平滑操作(尤其是低速时)。
无刷直流永磁式马达也使用PWM来控制马达输入电压的振幅及相位。无刷直流永磁式机器与无刷交流永磁式机器之间的本质区别在于：无刷交流马达额外地需要其PWM控制器合成正弦信号，而直流马达允许PWM的输出为“粗糙”的电压波形。在这两种情况下(直流或交流)，PWM产生固定振幅和频率的马达控制信号，并于每一整流(commutation)时应用该信号。所需信号（例如“粗糙”信号(直流)或正弦信号(交流)）的供应是通过改变供应至马达的脉冲的数量及持续时间而获得的。这一般需要为每次马达整流提供数个脉冲，以尝试近似马达使用所需要的理想波形输入。因此，PWM所供应的总振幅(或电压)通过改变任何给定相位的供应至马达的脉冲的数量和持续时间而被控制。
然而，PWM控制器的使用需密集计算，且需要控制器在超出马达的转动频率至少十倍(典型地100倍或更多)的频率下操作。这表示，例如，汽车涡轮增压器压缩机将需要具备至少15000赫的内部操作频率的控制器。这对低功率逻辑电路来说轻而易举，但这接近现今高功率电子电路所能达到的极限。
发明内容
可通过下述的本应用发明所实施的控制器产生“粗糙”的电流波形，且需要(或符合)非典型设计的马达。
所提出的马达是无刷永磁类型的马达，该类型的马达具有与典型的无刷交流或无刷直流永磁式马达都不同的性能。该马达的性能为发明所属技术领域所熟知的，但这些性质的这种选择和结合并非寻常的。特别地，该马达具有加强该马达以下能力的性能：接收“粗糙”的电流波形(或者，在作为发电机的情况下，产生“粗糙”波形的趋向)，且可以以有利的方式与实施本发明的控制器一起使用。其性能如下：
a.转子磁体由具有强永磁性质的材料构成，且以下列方式被形塑：在对应于轴旋转的角度维度上具有固定厚度，且围绕转子无间隙地分布(所有这些设计特征使得靠近磁体边缘的绕组所感应到的电磁场与靠近磁体中间的绕组所感应到的电磁场强度类似)；
b.齿状物(teeth)(定子绕组所包围的金属组件)的数量可被电子相接线(由转子及绕组样式所提供)的数量所整除，使得串连或并连的绕组的任意组合(组成一相)将在各处受到相同(穿过轴转动会变化，但在任何时候各处都互相相同)的由马达磁体产生的电磁场(因此，在轴的任何转动角处，相中的所有绕组是互补的，且并不会互相抵消)；
c.选择磁体(“极”)的数量以实施b。
d.选择磁体的角厚度(弧长)和绕组节距(winding pitch)(单一绕组圈所跨越的齿状物数量)，使得转子的转动角度精确地符合相位角(振荡周期的部份)，其中相反极性的相邻磁体之间的界面经过绕组圈的跨幅角度(span)为该转动角度，且控制器在该相位角度中将保持该绕组圈中的最大电流；以及
e.通过优选单个线圈实现最小绕组电感，该线圈形成并联的绕组，而非其他考虑所允许的某种程度串联的绕组，其他考虑诸如马达必须符合的电流及电压规格(认识以下事实：较大内部电感将倾向于使控制器所产生的讯号平滑并延迟，由于这种转化的程度是马达速度的函数，因此难以纳入控制器中)。
尽管在学术概念上，这些特征分别地为人所知，但这些特征并不被认为可经组合而用在典型的、商业化地建构出的电动马达，控制器的该等设计特征所带来的影响也未被广泛地考虑或理解。事实上，在产业界，将马达设计及马达控制混合在一个结构中是反常的。还将理解，这些特征的组合可用于创造具有独特特性的发电机，该独特特性影响发电机控制器的设计。特别地，发电机将提供给予其本身直流整流的输出。
本发明的目的是提供一种控制器，该控制器可使用电力电子学(power electronics)提供高速电子驱动。此处所描述的控制方式本质上不同于传统的脉宽调制方式，该脉宽调制方式由一个切换过程合成整个波形。脉宽调制控制器将需要具有高电感的输出负载，以便将连续的脉冲平滑成为交流波形。同样地，具有方波电压输入的无刷直流马达将需要高电感。这种对高电感的需求也可为马达性能的限制，尤其在高速机械速度与高速电子速度时。
根据本发明，提供一种用于交流电动马达控制系统，包含：在任何给定时间将激磁电流供应至马达的不同绕组的装置，其中激磁电流的振幅独立于激磁电流输送的时机和持续时间而变化。
在优选实施方式中，供应装置包含：激磁电流供应反馈回路，以及从与激磁电流供应反馈回路相分离的整流反馈回路，该激磁电流供应反馈回路用于将电流振幅(对应于“聚集电流（aggregate current）”)提供给马达绕组，且该整流反馈回路用于控制将激磁电流供应至马达绕组的时机以及持续时间。所述激磁电流可以是聚集电流。电流供应反馈回路可以包含：用于表现目标马达速度的输入，以及用于响应于马达的目标速度及马达速度信号提供电流振幅的装置。电流供应反馈回路可以进一步包含用于调节电流振幅的调节反馈回路。
可以提供装置用于提供指示马达速度和/或马达角度位置的信号，该装置可以是传感器形式。角度位置指示可以是粗略或经量化的测量，而无须是精细的角度测量。该装置可以是指示马达绕组中感应的电流的整流信号或电流。
整流反馈回路可操作用于根据角度位置信号，控制至马达绕组的电流脉冲的时机及持续时间。马达的移动在对应于位置信号的每相绕阻中产生反电动势。当对应的相绕组所感测的反电动势的振幅比关于其他多个相绕组所感测的（sensed）反电动势的振幅大时，整流反馈回路将电流脉冲提供至给定相绕组。整流反馈回路可以包含滤波器，该滤波器用于对经感测的反电动势进行滤波，以使信号平滑和/或促进给定绕组的电流供应和角度位置信号之间的同步。可以操作滤波器以将相位偏移导入经感测的反电动势，以促进所述同步。马达可以包含具有120度相对角位移的三相绕组。为了促进电流供给和角度位置传感器之间的同步，用于感测马达位置的反电动势也可以不经由单独的相绕组被测量，而是经由相绕组的组合被测量(例如，横跨两个相绕组之间的反电动势的总和或差异)，该组合可能导致存在于单独相中的反电动势的已知相位移位。
在替代的实施方式中，用于提供马达速度和/或马达角度位置的信号指示可以是霍尔效应(Hall Effect)传感器或与马达输出轴相关联的光学传感器。
根据本发明，进一步提供一种用于交流电动马达的控制系统，该控制系统包含：整流电路以及电源，该整流电路可操作用于控制电流供应至电动马达的时机和持续时间，且该电源用于将电流供应至马达，其中该整流电路在操作上独立于该电源。
根据本发明，还进一步提供包含如上所定义的控制系统的永磁式马达，其中该马达包含：多个置于转子周围的永磁体，以在磁体间提供连续而无间隙的磁壳(magnetic shell)。应该理解，这种马达所使用的永磁体可以是任何经磁化的材料，其中马达的控制不依赖于改变磁力的能力。马达可以包含置于磁性表面周围的多个绕组，该绕组数量与槽孔(slot)数量相同，使得每个槽可以被单一的电流脉冲供应能量(energise)。
此外，永磁式马达的理想配置为：配置于马达圆周周围的槽的数量除以配置于马达转子周围的磁体数量的商为电流相数量的倍数。应可理解，马达绕组的数量可以以实现该比例而定制。
根据本发明，还进一步提供用于内燃机的强制进气系统(forced induction system)，该内燃机包含上述的控制系统。此种强制进气系统可以是增压器(supercharger)或可为涡轮增压器。在本发明的范例方面中，强制进气系统用于内燃机，其中该系统包含：压缩机、涡轮机、发电机、电动马达以及控制系统。在所述方面中，压缩机扮演以下角色：增加进入引擎的气体压力，并机械地从涡轮机解耦(decouple)，该涡轮机被配置成由引擎排气驱动，且驱动电性连接至电动马达的发电机。轮流地，电动马达驱动压缩机，且因此压缩机至少部份经由电性连接被涡轮机的输出转矩驱动。在这些方面中，电动马达由上述控制系统控制。
在本发明的又一方面中，提供用于产生电力的发电机，该发电机包含：转子，该转子具有多个均匀地且连续地分布于马达周围的永磁体；定子，该定子具有多个绕组，其中转子相对于定子绕组的旋转产生多个经相位偏移的方波；以及控制电路，其中该控制电路包含整流电路，该整流电路被配置成从定子绕组中抽出（draw）电流，所述控制电路控制电流从绕组独立于转子的旋转被抽出的时机与持续时间。
在可替代或另外的方面中，提供永磁式发电机，该永磁式发电机包含：多个磁体，该多个磁体之间无间隙地相互接触，以便提供连续的永磁壳。此种永磁式发电机可包含多个置于多个槽内的相绕组，这些槽围绕在发电机或永磁壳的周围，使得每一相绕组可以由单个激磁电流被互补地供给能量，且不致相互抵消。而且，该发电机可以被配置成多个相绕组分别并联地置于槽中，并使得槽数量除以磁体数量的商为激磁电流相数的倍数。
本发明实施方式在以下方面为有利：提供独立于整流的马达速度变化。这通过将进入马达聚集电流独立地供应至整流而实现，该整流将该电流导向适当的马达相绕组。可以使用PWM方式来调节聚集电流，且在电流供应控制器和整流控制器之间可能需要电感，以使PWM输出平滑。然而，可能需要用于调节电流供应控制器的输出的PWM电流供应控制器的频率和电感是本质上独立于电感和马达转动速度的参数。这意味PWM讯号频率无须如现有技术的配置那样比马达的操作频率高。位于电流供应控制器和马达之间的整流控制器并不实施PWM。相反地，整流控制器仅仅根据马达的相绕组位置将电流导向正确的绕组。因为整流控制器并不实施PWM，所以该整流控制器的设计相对地简单，且该整流控制器可实现高速马达操作速度。而且，因为整流控制器并不实施PWM，马达无须展现高电感，且因此提高马达的效率(特别是在高速电子/机械速度时)。这意味较高的马达速度不需要以下控制器也可达成：提供整流而且还在单一步骤内调节总电流的经整合的高功率电子控制器。
现在将参考附图通过示例的方式更为详细地描述本发明。
附图说明
图1a是传统马达的波形图；
图1b示出图1a的传统马达的结构；
图1c是可替代的传统马达的波形图；
图2a是可以在本发明的实施方式中使用的马达的波形图；
图2b示出图2a的马达的结构；
图3是体现本发明的控制电路的功能块电路图；
图4是示出图3电路细节的框图；
图5a是示出本发明的实施方式中使用的三相马达（称为a、b和c）中的理想反电动势的波形图；
图5b是从测量的跨越两相（a和b、b和c、a和c）的总反电动势导出相间的反电动势；
图5c是图5b的相间的波形的经滤波后的波形图；
图6是可以被用于体现本发明的控制电路的低通滤波器的电路图；
图7a是来自三个作用于相间的反电动势信号的比较操作的数字输出(例如，当Va‑b>Vb‑c时，C1=1)；
图7b是可以通过体现本发明控制电路而到处的输入单相的电流整流的波形图；
图8a是当图2b的马达被用作发电机时所产生的相电流的波形图；
图8b是图8a中示出的经整流的相电流的波形图；以及
图8c是传统发电机的经整流相电流的波形图。
具体实施方式
图1a示出理想电流10，在现有技术的同步交流马达中该理想电流10必须被供应每个相绕组(phase winding)，如图1b所示(或相反地，该电流由现有技术的同步交流发电机产生)。如之后所解释的，理想上，正弦电流10(具有整流频率16)对于此种现有技术马达是最佳的，且当驱动这种现有技术马达时，要让正弦波模式的表征(representation)12尽可能地靠近。通常用于实现该理想波形的技术为脉宽调制(PWM)。PWM涉及将许多不同持续时间的电流脉冲12提供至装置。通过改变平均脉冲宽度和脉冲时机(切换频率14)，可以产生近似正弦波的总电流。振幅是通过控制平均脉冲宽度而被改变的，而整流是通过改变脉冲时机而被控制。一般而言，电流脉冲12与多个相(phase)一起被应用，最佳地为具有120度相位差的三个不同相。
图1b示出现有技术的无刷交流马达20，该马达具有安装在轴24四极(four pole)永磁体转子22。在此种马达20中，该马达具有四个围绕其圆周而被隔开的磁极。磁极是由围绕360度而散布(spread)的四个永磁体26、28、30和32所提供；然而，每个磁体仅跨越(span)60度的幅度，与其相邻磁体以30度的无效空间(dead space)相隔。磁体26、28、30、32自然地产生“结实（blocky）”的围绕该马达的北‑南‑北‑南磁场。
三相电压的绕组34如何被分布(distribute)在磁体周围的示例如图1b中所示。为了清楚起见，仅示出绕组34的一个线圈。可以看出，绕组34自邻接磁体28的槽(slot)36伸出，然后穿入邻接磁体30的边缘的槽36。该绕组模式基于绕组相对于马达磁体的相对位置和方向而在绕组中创建不同（differing）的磁场。当然，应能理解，通过改变绕组形态可以定制马达的性能。
传统马达具有分布成用来中断“结实”的开/关激磁的绕组，该开/关激磁是由磁体自然生成的。在典型马达绕组模式的这种示例中，15个槽36可供绕组34利用，以便输入电压的每一相绕着5个槽绕线。由于5并非转子上磁极数量(4)的倍数，因此一相的5个线圈(coil)不可能由所有磁体以同样方式被同时激磁。而是同一相中的各个线圈在不同时刻被不同的量所激磁。此外，该5个线圈并非平均地围绕转子散布，而是如图1b所示那样分布。如果该机器为发电机，当转子移动时，每一线圈(对于一相所有线圈串连连接)中所创建的电势(potential)或多或少各不相同，且线圈的分布被选择成使得总电势以近于正弦模式上升和下降。
在传统无刷直流控制中，如图4所示，六个绝缘闸极双极性晶体管(IGBT)(A+、A‑、B+、B‑、C+及Ｃ‑)是用于控制整流(时机)和电压调节(量)两者的。电压调节由图1c所示的PWM实施。等电压振幅的脉冲12a被供应至马达，并形成方波电压10a。在此情况下，电压10a的振幅由脉冲的数量及其持续时间或宽度(工作周期)决定。马达的电感和电阻提供电流的内部调节。然而，马达的电感和电阻降低效率(efficiency)且使马达不适于相当高的电子/机械速度应用。
此外，为了从PWM控制器的开‑关切换产生相对稳定、相对低的电流，需要直流无刷马达的绕组34能展现高电感。再者，为了在相同的IGBT(控制整流装置)上实施此类PWM控制，IGBT的切换频率14必须比整流16的切换频率高得多，且与马达轴的旋转速度相比仍然较高。这使得在高电气速度时，该方法不切实际。例如，对于具有足够高的电感以使PWM的输出结果平滑的马达，通常PWM马达控制器中的IGBT切换频率要比整流频率高出至少10倍。再者，在本发明的优选实施方式中所提出的马达类型中(该马达产生相当低的电感及高效率)，IGBT切换频率14将需要比整流频率16高出至少100倍。就本发明实施方式所期望的高操作速度而言，此控制方式变得不切实际。
相反地，本发明所采用的马达40使用12个槽的设计。图2b中示出该马达的代表图。在该马达中，四个磁体41至44跨越转子46的完整的360度，而没有任何无效空间，这创建连续的永磁壳，因此对于给定尺寸与15槽马达相比，该马达(一般而言)功率高出50%。12个槽48和三个相50允许每一相具有4个线圈或槽，其对应于转子上的4个磁极。因此每一线圈50总是可以由磁体41‑44完全激磁。任一相中的线圈50是以顺时针‑逆时针‑顺时针‑逆时针的方式绕线，因此北‑南‑北‑南磁场加强并驱动通过定子的最大电流(在发电机的情况下)，或从给定电流创造最大转矩(在电动机的情况下)。然而，作为发电机，此机器将难以供应方波输出。类似地，作为马达40，轴47的平滑转动所需的方波电流输入60难以被供应。基于该等理由，在大多数的现有技术应用中，具有于此所述的12槽的机器特征的马达并不受到青睐。如果此马达因其小型性及效率而被选择，然后使用现有技术的PWM控制器驱动，将导致不平滑(随时间而变动)的马达输出及额外的电能耗损，而抵消马达的一些内部效益。
图2a示出对于马达40(图2b)设计为方波输入时，理想上必须施加给每一相绕组50的电流60。此外，依据转子几何结构，需要有间隔(gap)66以当转子磁极未对齐永磁体(由线圈供给能量(energise))时，防止转子的非理想激磁。在间隔66期间，电流由不同相所施加。电流应用与电流去除之间的相关切换点68是整流时机，且理想上切换点68在以下状况发生：当转子磁极进入或离开磁体(由绕组供给能量)的影响时。
为了实现高速度和高效率，绕组50的电阻和电感比在典型的直流电无刷马达中(诸如图1b的现有技术马达)要小得多。在马达运作期间的任何时刻，一个相50被连接至正极(电流流入)，一个相被连接到负极(电流流出)，且一个相为浮接(float)(无电流)。为了使马达性能最大化，当一相50与其他相相比展现最大的反电动势(back EMF)时，应将电流输进至该相，且当一相展现最小的反电动势时，应自该相输出电流。整流时机68必须被精确地控制。如果反电动势为理想的，则可以通过比较三相电压获得整流时机68(即，当一相展现最大的反电动势时，该相电流被切换为“开”)。
理想上，振幅62必须相对于整流频率64独立地变化。图3示出本发明主要实施方式，并详细描述所使用的控制器80。控制器80的本质特征为通过整流分离地处理（address）电源。该控制方式通过聚集电流i182(流至马达84)的控制和在该马达84的相连接器上的电流iu、iv及iw86a至86c的整流之间的逻辑分离而实现的。
聚集电流82具有两个调节(regulate)聚集电流82的比例‑积分(proportional‑integral,PI)反馈控制回路88、90。内回路88直接控制电流振幅，而外回路90相应于马达84需要的转矩(速度/目标速度不匹配)而调整电流。
内回路88包含工作周期92和(振幅)调节器94，该工作周期92提供聚集电流82的振幅，而该调节器94将目前的聚集电流82与外回路90所要求的电流进行比较。如果外回路90所要求的聚集电流82比目前所供应的聚集电流还大，则该电流通过工作周期92被调整以匹配所期望的电流。应该可以理解，内回路88可以被视为用于调节电流振幅的调节反馈回路。
外回路90还包含(速度)调节器94，该调节器94将速度目标96与马达98的当前速度进行比较，并确定加速至速度目标96所需的聚集电流82。饱和检查(saturation check,SC)100被提供以确保电流需求在控制器80和马达84的性能之内。马达的速度由F/V转换器102所提供，该F/V转换器102分析从马达获得的反电动势信号Vw、Vv及Vu104，并转换上述反电动势信号，以确定马达速度98和马达(及磁体)的角度位置。用来调节聚集电流82(内反馈控制回路88和外反馈控制回路90)的组件可被视为电流供应反馈回路，该电流供应反馈回路用于将电流振幅提供至马达84的绕阻。
因为反电动势将其自身表现为横跨马达定子绕组的每一相接线(phase connection)的表面电阻(apparent electrical resistance)中的振荡变化，所以由强永磁体移动经过马达中的绕组所产生的反电动势的使用是有利的。这给出转子相对于定子的即时位置的指示，且因而指出用于定子电激磁的合适时机。通过该方法，马达的相接线携带马达控制器的输出(用于激磁马达定子绕组的振荡电流)，以及马达控制器的输入(确定整流模式的反电动势)中的一者。
尽管本发明利用反电动势信号确定马达速度和位置，但是可利用监测马达和产生参考信号的可替代方法。替代方法的实例包括：响应于马达轴上的标记或形状(例如，压缩机叶片)使用外部转子位置传感器，很可能为光学类型或电磁干扰(霍尔效应)传感器类型；在控制器内部使用计时装置，该计时装置规律地被粗略传感器(coarse sensor)校准或重设(例如，马达轴每转动一次)；整流电流的量测，或整流电流的指示信号，该整流电流与导入马达绕组的电流(非进入马达的总电流)有关；以及使用纯粹的内部逻辑和计时，其对马达的位置和所需整流做出假设，而不预期(或不在乎)这可能与真正的、最佳的整流时机失去同步性(例如，转子可能相对于电激磁有所“滑动”)。
因为马达84是针对相当低的内部电感而最佳地设计，且因此，除非电流82在短时间尺度上被严格地控制，否则马达84对于损坏相当敏感，所以这种双层方法被实施以避免过量电流的状况。为了控制速度96，控制系统80测量马达反电动势104的频率，以得到马达速度98。通过将电流指令90设定至内回路88中，控制系统可以控制转矩。如果马达84需要加速，该控制器90将增加电流指令以增加转矩。
聚集电流82的整流被单独实施，且图示为在马达84的右侧。整流模式110被动地响应马达位置，该马达位置是通过追踪显示在相接在线的反电动势104所测量的。优选实施方式使用相间电压(phase‑to‑phase voltage)来测量反电动势。基于马达的典型性能，通常这将领先最佳电流整流时机的相位90度(见下文)。因此优选实施方式实施低通滤波器112，该低通滤波器112在该所测量的相间电压中产生90度的相位位移。此外，此低通滤波器112移除来自反电动势104的错误，并实时调整相位角度，使得该时机适合用于电流整流控制信号。
一旦确定整流模式110，整流模式110被提供至IGBT模块114。然后聚集电流82可以由IGBT模块114调节至所需的整流模式110，以传送所需电流iu、iv及iw86a至86c至马达84。组件110、112及114的组合充当整流反馈回路，该反馈回路用于控制将激磁电流供应至马达绕组的时机及持续时间。
图4强调工作周期92和IGBT模块114。工作周期92充当“直流/直流电流源”部份，并创建被控制的聚集电流量82的近乎连续的电流。工作周期具有两个IGBT120和122，且通过将IGBT开启或关闭，聚集电流82可被调节。工作周期92连接至IGBT模块114，IGBT模块114为三相信号充当六接脚（six‑leg）换流器。由于马达的高基频，IGBT模块114仅控制整流，且从不需要中断电流的聚集流动以控制功率(如同在较为传统的控制布局中所必须作的)。该“换流器”部份将以下两者作为输入：来自数字控制器(未图标)的整流信号，以及通过工作周期92所产生的聚集电流82。
作为输出，IGBT模块114产生方波电流讯号，以驱动PM马达。IGBT模块114的功能是使用如图2a所示的简单切换模式，将从工作周期92所能得到的任何聚集电流82直接传送至马达84。对于电流86a至86c的每一相，提供了两个IGBT。用于电流iu86a的整流模式是由IGBT116a和IGBT116b所提供，IGBT116a和IGBT116b将聚集电流82开启或关闭，以提供所需之整流模式110。类似的IGBT118a、IGBT118b、IGBT120a及IGBT120b为电流iv86b和iw86c的每一附加相执行同样的功能。因此，由每一相所供应的电流可为正、负或零。
此方式主要的优点为移除了对IGBT操作于不切实际的高频的需要。该方式还使马达84得以被建构为具备低电感。最后，此方式从马达的相绕组移除通常与PWM控制相关的扰动。这使反电动势信号104更加清楚，并改进整流时机110的准确性。在高电子速度时，控制器80的效率对整流时机110相当敏感。因此，从相绕组移除扰动的附加特征更进一步改进此方式的效率。
马达84所产生的反电动势信号104示出于图5a中。三个反电动势信号104a、104b及104c对应于输入电流86a、86b及86c的三个相。图5a中所示的反电动势是理想化的。实际上，反电动势信号104常常起伏不定且失真，使得难以确定马达的角度位置，且因而难以确定整流时机。此外，在实际的马达控制中，因为快速的相电流改变，整流本身干扰反电动势104。该干扰可使反电动势的波形变形，使得反电动势之间的比较不再可靠。此外，由于控制器绕组的实际情况，因此难以测量单一的反电动势104a。
在本实施方式中，通过测量反电动势104的相间电压130(允许控制器监测同条电线，该电线是用于将电流传入马达)来进一步改进反电动势信号的稳定度(reliability)，如图5b所示。然而，(反电动势104的)相间电压130并不与(反电动势104的)相电压匹配。例如，图5a中相A和相B的交叉点(标示为点1)将为图5b中相A‑B的零交叉点(zero crossing point)(标示为点2)。当相间交叉点确定最佳位置(该最佳位置用来将供应至马达的电流转换至下一个对应的相)时，此位置的确定对于确保有效率地使用马达相当关键。相间电压为两个相电压之间的差异，且因此，这两个信号在相位上的差异可以如下方式计算：
相A电压：sin(x)
相B电压：sin(x‑pi/3)(三相马达中120度的相位偏移)
相A至B：sin(x)‑sin(x‑pi/3)=sqrt(3)sin(x+pi/6)(领先sin(x)30度的波形)
相间交叉点(图5a中的点1)不再位于容易确定的位置(图5b中的点2)之中。为了得到稳定的讯号，因而三相反电动势在执行比较之前先被滤波。图6中示出低通滤波器112设计。滤波器112的转移函数(transfer function)为随着马达速度和电子频率增加，该滤波器112的表现接近纯积分（pure integral），且该滤波器112所产生的时间延迟接近90度延迟。经滤波的相间信号140的表示在图5c中示出。
表1示出当马达在不同速度时，滤波器所送出的相位偏移度数。可以看出，对大范围的马达速度而言(200赫至2000赫)，相位偏移非常接近90度。
表1.相位偏移与RPM
马达速度相位偏移1000RPM64.5度5000RPM84.5度10000RPM87.27度40000RPM89.31度
120000RPM89.77度
如上所述，理想的切换时机是通过考虑相电压信号之间的交叉点而获得。然而该控制器使用经滤波的相间电压信号，该相间电压信号落后相电压总共60度(30度‑90度)。因为整流事件每60度就发生一次（见图5c），尽管哪个交叉点关于哪个相电流信号的对映(mapping)与若使用相电压时将应用的对映有所不同，但是可利用这些经滤波的相间电压。
图5c示出考虑到具有90度相位偏移的滤波器相间信号。在图5c中，与图5a和图5b中的点1及点2所对齐的对应点被标示为点3，点3为相B‑C和相C‑A之间的交叉点。图5c示出，尽管有固定相位偏移，用于电流切换的整流时机110仍可以通过比较经滤波的相间电压的振幅而决确定。
然后，通过相间电压滤波器所产生的三个电压信号可以使熟知的电子组件而进行比较。如图7a图中可看出的，比较的结果可以被解码以产生整流输出。C1152是经滤波的Va‑b和Vb‑c之间的比较结果。C2154是经滤波的Vb‑c和Vc‑a之间的比较结果。C3156是经滤波的Vc‑a和Va‑b之间的比较结果。控制流至马达的电流的整流模式的六个IGBT116a、116b、118a、118b、120a及120b可以由信号C1、C2及C3完全地且最佳地控制，如图7b中的底部图所示。当A+IGBT116a被开启时，正电流被输进相A166a。当A‑166b为开启时，负电流被输进相A166b。通过比较图7a中的波形C1(152)和图7b中的A+及A‑波形，可以看出，当C1152由负切换到正的点发生在π/6处。此π/6处的点对应于IGBT116a必须被切换以供应A+电流116a的点。类似地，C1由正切换到负之点发生在7π/6处，此7π/6处的点对应于通过切换116b所造成的A‑166b的切换点。
因此，控制器80将振荡电流信号86a至86c施加给马达相接线86a至86c，这些振荡电流信号的波形系以如下方式被形塑和传布(相位偏移)：它们的绝对值总和总是等于组成它们的恒定(聚集电流82)信号。此多相整流模式110为控制器的输出，且被送至马达定子绕组中可用的相接点。包括整流部分的控制器80是电子的而非机械的，与嵌入马达中的摩擦机械开关或滑动机械开关相比，这改进了效率及稳定度，且改进了潜在地高速移动。
还可以理解，控制器80可以用于将马达84作为发电机运转。在这种实施方式中，发电机转子相对于定子的移动造成定子绕组内的电流流动。这种实施方式中的整流电路由绕组拉出电流，创造(在上述例子中的)三相功率信号。当控制器80将马达84以发电机形式操作时，控制器80独立于电流源，而如上述相同方式持续操作。然而，当马达84以发电机形式运转时，电流源基本上是反向的，且因此电流流动方向也是反向的，造成电流流出整流电路和马达84。由于马达或发电机的配置，这种输出为直流信号或电流。通过改变正负设定点(setpoint)之间的直流电流，控制器允许马达迅速且平稳地转换至发电机，再迅速且平稳地转换至马达。
当以发电机形式运转时，所述功率信号然后可以通过整流器以创造直流电流。有利地，本发明的发电机实施方式所产生的整流模式为一连串的方波，如图8a所示，且与图7a的方波类似。由图8a可见，(具有马达40的形状的)发电机产生三相电流信号180(与图7b的A和B比较)、182(与图7b的B和C比较)及184(与图7b的C和A比较)。产生180、182和184三相信号的每一者制造出从正相电流180a变化至负相电流180e的信号，该变化是经由零净相电流阶段(plateaus)180c和180g，以及经由介于正、负及净零阶段之间的阶梯函数180b、180d、180f和180h实现的。应能理解，波形的确切形状很可能不同于该理想化的标准表示。
此处所描述的该种发电机从独立的发电机相制造方波输出180、182及184，当这些方波被整流为直流之后，其为平滑电流190(除了谐波192以外)。经整流的直流电流的表示在图8b中示出。谐波192可在从一个方波相输出180转换至下一个方波输出182时发生(于每一阶梯函数区间处)。然而，当移除谐波192后，整体信号190比图8c中所示的经整流的三相正弦信号194还要平滑。(讯号190大约以0%变化，而非经整流的三相正弦信号194的一般为10%的变化。)由于许多工业应用可自然地滤除谐波，但不可忍受由将正弦信号整流所造成的大量波动，因此这正是令人满意的。再者，本领域的技术人员将能理解，存在许多滤除当整流方波输入时所产生的这种短持续时间谐波的方法。
若机器被纯粹设计用于发电机操作，则控制器可简化为整流器，而非此处所描述的完整控制器。无论将哪种控制方法用于发电机，此处所描述的特殊组合将创造适于产生直流电力输出信号的发电机。