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1、(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201310406115.6(22)申请日 2013.09.09H02M 7/48(2007.01)(71)申请人南京博兰得电子科技有限公司地址 210042 江苏省南京市玄武区玄武大道699-8号研发一区7栋4层(72)发明人穆建国 王川云 徐明(54) 发明名称一种逆变器及其直流母线电压调节方法(57) 摘要一种逆变器及其直流母线电压调节方法。所述逆变器包括谐振变换电路、逆变电路、第一控制电路以及第二控制电路。谐振变换电路接收直流输入电压，并据以将直流输入电压转换为直流母线电压。逆变电路耦接谐振变换电路，用以将直流母线电压转换为交流输。
2、出电压。第一控制电路用以控制谐振变换电路的运作。第二控制电路用以控制逆变器电路的运作，并控制直流母线电压值使谐振变换电路的开关频率为谐振频率。(51)Int.Cl.(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请权利要求书2页 说明书7页 附图3页(10)申请公布号 CN 104426402 A(43)申请公布日 2015.03.18CN 104426402 A1/2页21.一种逆变器，包括：一谐振变换电路，接收一直流输入电压，并据以将该直流输入电压转换为一直流母线电压；一逆变电路，耦接该谐振变换电路，用以将该直流母线电压转换为一交流输出电压；一第一控制电路，用以控制该谐振变换电路的运。
3、作，其中该第一控制电路基于该直流输入电压和该谐振变换电路的一谐振频率计算该谐振变换电路的一最佳工作电压；以及一第二控制电路，用以控制该逆变电路的运作，其接受该第一控制电路所计算的最佳工作电压，并据以调节该直流母线电压。2.如申请专利范围第1项所述的逆变器，其中该第一控制电路利用一迟滞控制手段（hysteresis control means）来调节该直流输入电压并据以产生一迟滞调节电压，其中该第一控制电路依据该迟滞调节电压与该谐振变换电路于该谐振频率上的增益计算该最佳工作电压。3.如申请专利范围第2项所述的逆变器，其中当该直流输入电压上升时，该第一控制电路沿一第一特性曲线步进的提升该迟滞调节电。
4、压，以及当该直流输入电压下降时，该第一控制电路沿一第二特性曲线步进的降低该迟滞调节电压，其中该第一特性曲线与该第二特性曲线之间形成至少一迟滞循环（hysteresis loop）。4.如申请专利范围第1项所述的逆变器，其中该第二控制电路检测该交流输出电压的大小，并且据以计算维持该逆变电路正常运作所需的一正常工作电压。5.如申请专利范围第4项所述的逆变器，其中该第一与第二控制电路其中之一比较该最佳工作电压与该正常工作电压，以使第二控制电路依据比较的结果将直流母线电压调整为该最佳工作电压与该正常工作电压其中之一。6.如申请专利范围第5项所述的逆变器，其中若该最佳工作电压大于该正常工作电压，该第二控。
5、制电路控制该逆变电路而将所输入的直流母线电压调整为该最佳工作电压，以及若该最佳工作电压小于等于该正常工作电压，该第二控制电路控制该逆变电路而将所输入的直流母线电压调整为该正常工作电压。7.一种逆变器的直流母线电压调节方法，其中该逆变器包括一谐振变换电路以及一逆变电路，该直流母线电压调节方法包括：利用谐振变换电路接收一直流输入电压；基于该直流输入电压和该谐振变换电路的一谐振频率计算该谐振变换电路的一最佳工作电压；以及利用逆变电路依据该最佳工作电压调节该直流母线电压。8.如申请专利范围第7项所述的逆变器的直流母线电压调节方法，其中基于该直流输入电压和该谐振变换电路的该谐振频率计算该谐振变换电路的该。
6、最佳工作电压的步骤包括：利用一迟滞控制手段来调节该直流输入电压，并且据以产生一迟滞调节电压；以及依据该迟滞调节电压与该谐振变换电路于该谐振频率上的增益计算该最佳工作电压。9.如申请专利范围第8项所述的逆变器的直流母线电压调节方法，其中利用该迟滞控制手段来调节该直流输入电压，并且据以产生该迟滞调节电压的步骤包括：当该直流输入电压上升时，沿一第一特性曲线步进的提升该迟滞调节电压；以及权 利 要 求 书CN 104426402 A2/2页3当该直流输入电压下降时，沿一第二特性曲线步进的降低该迟滞调节电压，其中该第一特性曲线与该第二特性曲线之间形成至少一迟滞循环。10.如申请专利范围第7项所述的逆变器。
7、的直流母线电压调节方法，更包括以下步骤：检测该交流输出电压；以及依据该交流输出电压计算维持该逆变电路正常运作所需的一正常工作电压。11.如申请专利范围第10项所述的逆变器的直流母线电压调节方法，其中依据该最佳工作电压调节该直流母线电压的步骤包括：比较该最佳工作电压与该正常工作电压；以及依据比较的结果将该直流母线电压调整为该最佳工作电压与该正常工作电压其中之一。12.如申请专利范围第11项所述的逆变器的直流母线电压调节方法，其中依据比较的结果将该直流母线电压调整为该最佳工作电压与该正常工作电压其中之一的步骤包括：若该最佳工作电压大于该正常工作电压，将该直流母线电压调整为该最佳工作电压；以及若该最。
8、佳工作电压小于等于该正常工作电压，将该直流母线电压调整为该正常工作电压。权 利 要 求 书CN 104426402 A1/7页4一种逆变器及其直流母线电压调节方法技术领域0001 本发明是有关于一种电源转换技术，且特别是有关于一种逆变器及其电压调节方法。背景技术0002 在一般逆变器的设计中，逆变器可正常运作的基本条件为直流母线电压（DC bus voltage）幅值不小于交流输出电压的峰值。换言之，对于采用多级转换电路组态的逆变器而言，特别是以直流对直流转换电路与逆变电路所组成的两级式逆变器，前级直流对直流转换电路所进行的电源转换动作，必须足以使得所输出之直流母线电压符合上述基本条件，才可令。
9、逆变器正常运作。0003 为了达到上述设计上的基本需求，通常设计者会采用将直流母线电压稳定控制在固定电压值的方式来设计逆变器。然而，由于直流母线电压的大小实际上会受到直流对直流转换电路所接收的直流输入电压的变动而随着改变，因此在一些应用中（例如光伏并网系统），要令直流母线电压维持稳定相当不易。0004 此外，若仅系将直流母线电压设计为固定电压值，则在所述固定电压值远高于后级逆变电路所需的直流母线电压时，亦可能会造成逆变器的转换效率低落的问题。发明内容0005 本发明提供一种逆变器及其直流母线电压调节方法，其可提供稳定且可动态调整的直流母线电压，从而有效提升转换效率。0006 本发明的逆变器包括。
10、谐振变换电路、逆变电路、第一控制电路以及第二控制电路。谐振变换电路接收直流输入电压，并据以将直流输入电压转换为直流母线电压。逆变电路，耦接该谐振变换电路，用以将直流母线电压转换为一交流输出电压。第一控制电路，用以控制谐振变换电路的运作，并基于该直流输入电压和该谐振变换电路的谐振频率计算谐振变换电路的最佳工作电压。第二控制电路，用以控制该逆变电路的运作，其接受第一控制电路所计算的最佳工作电压，并据以调节直流母线电压。0007 在本发明一实施例中，第一控制电路利用迟滞控制手段（hyster esis control means）来调节该直流输入电压并据以产生迟滞调节电压，再依据该迟滞调节电压与该谐。
11、振变换电路于该谐振频率上的增益计算该最佳工作电压。0008 在本发明一实施例中，当直流输入电压上升时，第一控制电路沿第一特性曲线步进的提升迟滞调节电压，以及当直流输入电压下降时，第一控制电路沿第二特性曲线步进的降低迟滞调节电压，其中第一特性曲线与第二特性曲线之间形成至少一个迟滞循环（hysteresis loop）。0009 在本发明一实施例中，逆变器更包括第二控制电路。第二控制电路用以控制逆变电路的运作，其中第二控制电路侦测交流输出电压的大小，并且据以计算维持逆变电路正常运作所需的正常工作电压。说 明 书CN 104426402 A2/7页50010 在本发明一实施例中，第一控制电路依据谐振。
12、变换电路的谐振频率计算使谐振变换电路具有最佳转换效率的最佳工作电压，其中第一与第二控制电路其中之一比较最佳工作电压与正常工作电压，以使第二控制电路依据比较的结果选择最佳工作电压与正常工作电压其中之一来做为调整直流母线电压的参考。0011 在本发明一实施例中，其中若最佳工作电压大于该正常工作电压，逆变电路经第二控制电路控制而将所输入的直流母线电压调整为最佳工作电压，以及若最佳工作电压小于等于正常工作电压，逆变电路经第二控制电路控制而将所输入的直流母线电压调整为正常工作电压。0012 本发明的逆变器的直流母线电压调节方法包括以下步骤：利用谐振变换电路接收直流输入电压；基于直流输入电压和谐振变换电路。
13、的谐振频率计算谐振变换电路的最佳工作电压；利用逆变电路依据最佳工作电压调节直流母线电压。0013 在本发明一实施例中，基于直流输入电压和谐振变换电路的谐振频率计算谐振变换电路的最佳工作电压的步骤包括：利用一迟滞控制手段来调节直流输入电压，并且据以产生一迟滞调节电压；以及依据迟滞调节电压与谐振变换电路于谐振频率上的增益计算最佳工作电压在本发明一实施例中， 利用迟滞控制手段来调节直流输入电压，并且据以产生迟滞调节电压的步骤更包括：当直流输入电压上升时，沿一第一特性曲线步进的提升迟滞调节电压；以及当直流输入电压下降时，沿一第二特性曲线步进的降低该迟滞调节电压，其中第一特性曲线与第二特性曲线之间形成至。
14、少一迟滞循环。0014 在本发明一实施例中， 逆变器的直流母线电压调节方法，更包括以下步骤：检测交流输出电压；以及依据交流输出电压计算维持逆变电路正常运作所需的正常工作电压。0015 在本发明一实施例中，依据最佳工作电压调节直流母线电压的步骤包括：比较最佳工作电压与正常工作电压；以及依据比较的结果将直流母线电压调整为最佳工作电压与正常工作电压其中之一。0016 在本发明一实施例中，依据比较的结果将该直流母线电压调整为该最佳工作电压与该正常工作电压其中之一的步骤更包括：若最佳工作电压大于正常工作电压，将直流母线电压调整为最佳工作电压；以及若最佳工作电压小于等于正常工作电压，将直流母线电压调整为该。
15、正常工作电压。0017 基于上述，本发明实施例提出一种逆变器及其直流母线电压调节方法。所述逆变器能够藉后级逆变电路调节中间直流母线电压，使前级谐振变换电路工作在最佳工作状态，也即工作频率为谐振频率。0018 为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。附图说明0019 图1为本发明一实施例的逆变器的示意图。0020 图2为本发明一实施例之迟滞调节电压与直流输入电压的相对关系示意图。0021 图3为本发明一实施例的逆变器的电路架构示意图。0022 图4为本发明一实施例的光伏并网系统的示意图。说 明 书CN 104426402 A3/7页60023 图5为。
16、本发明一实施例的逆变器的直流母线电压调节方法的步骤流程图。0024 图6为本发明另一实施例的逆变器的直流母线电压调节方法的步骤流程图。具体实施例0025 本发明实施例提出一种逆变器及其直流母线电压调节方法。所述逆变器能够藉由一迟滞控制手段来调节直流输入电压，使得逆变器中的谐振变换电路不会随着直流输入电压的扰动或些微变化即对所产生的直流母线电压的电压值造成影响，从而提高了后级逆变电路的直流对交流转换的稳定性。为了使本揭露之内容可以被更容易明了，以下特举实施例做为本揭露确实能够据以实施的范例。另外，凡可能之处，在图式及实施方式中使用相同标号的组件/构件/步骤，系代表相同或类似部件。0026 图1为。
17、本发明一实施例的逆变器的示意图。请参照图1，本实施例的逆变器100包括谐振变换电路110、逆变电路120、第一控制电路130以及第二控制电路140。0027 谐振变换电路110接收直流输入电压Vin，并据以将直流输入电压Vin转换为直流母线电压Vbus。逆变电路120耦接谐振变换电路110，用以将直流母线电压Vbus转换为交流输出电压Vout。第一控制电路130与第二控制电路140分别用以控制谐振变换电路110与逆变电路120的开关切换及电路保护机制（例如：过电压保护、过电流保护、过载保护）的启动/关闭等运作，从而分别控制谐振变换电路110与逆变电路120的电源转换动作。0028 在本实施例中。
18、，第一控制电路130会接受输入电压Vin，并将其转变为迟滞调节电压Vh（此部分于后续实施例中会进一步的说明），以根据谐振变换电路110的最佳工作状态时（即，操作于谐振频率的状态下）的增益将迟滞调节电压Vh转换为最佳工作电压VF。换言之，第一控制电路130会基于直流输入电压Vin和谐振变换电路110的谐振频率FR来计算谐振变换电路110的最佳工作电压VF。第二控制电路140会接受第一控制电路130所提供的最佳工作电压VF，并据以在运行条件许可的情况下，调节逆变电路120的输入电压（即，直流母线电压Vbus）为最佳工作电压VF，藉以令逆变器100可具有较佳的转换效率。0029 在本实施例中，第一控。
19、制电路130会接收直流输入电压Vin，以利用迟滞控制手段（hysteresis control means）来调节直流输入电压Vin以产生迟滞调节电压Vh，并且利用所产生的迟滞调节电压Vh和谐振变换电路110的谐振频率FR来计算最佳工作电压VF，再将所计算的最佳工作电压VF提供给第二控制电路140。由于经由迟滞控制手段调节后的迟滞调节电压Vh不会明显的受到直流输入电压Vin的扰动或些微变化而发生变化，因此第一控制电路130所计算出的最佳工作电压VF也会相对稳定。基此，第二控制电路140即可根据稳定的最佳工作电压VF来调节逆变电路120的输入电压（即，直流母线电压Vbus）大小，使得谐振变换电路。
20、110可经控制而产生较为稳定的直流母线电压Vbus以供逆变电路120使用。0030 底下以图2更进一步地说明利用迟滞控制手段来调节直流输入电压Vin的方式。其中，图2为本发明一实施例之迟滞调节电压Vh与直流输入电压Vin的相对关系示意图。0031 请同时参照图1与图2，在本实施例中，第一控制电路130会根据直流输入电压Vin的变动而步进的调整迟滞调节电压Vh的电压值大小，使得迟滞调节电压Vh会在直流输入电压Vin上升/下降时，分别沿着不同的特性曲线而调整，藉以在每一电压位阶之间建立一个迟滞循环来承受直流输入电压Vin的扰动。说 明 书CN 104426402 A4/7页70032 详细而言，当。
21、直流输入电压Vin上升时，第一控制电路130会沿第一特性曲线CUV1步进的提升迟滞调节电压Vh。例如，当直流输入电压Vin从电压值V0提升至电压值V1时，迟滞调节电压Vh会相应的从电压值V0提升至电压值V1；但若是直流输入电压Vin仅从电压值V0提升至电压值V1，迟滞调节电压Vh则会维持在电压值V0。相似地，当直流输入电压Vin从电压值V1提升至电压值V2时，迟滞调节电压Vh则会相应的从电压值V1提升至电压值V2，反之则维持于电压值V1。0033 另一方面，当直流输入电压Vin下降时，第一控制电路130会沿第二特性曲线CUV2步进的降低迟滞调节电压Vh。例如，当直流输入电压Vin从电压值V3降。
22、至电压值V2时，迟滞调节电压Vh会相应的从电压值V2降至电压值V1；但若是直流输入电压Vin仅从电压值V3降至电压值V2，迟滞调节电压Vh则会维持在电压值V2。相似地，当直流输入电压Vin从电压值V2 降至电压值V1时，迟滞调节电压Vh会相应的从电压值V1降至电压值V0，反之则维持于电压值V1。0034 更具体地说，第一特性曲线CUV1与第二特性曲线CUV2会在特定的电压区间内互不重迭，藉以在第一特性曲线CUV1与第二特性曲线CUV2之间形成迟滞循环HL。在迟滞循环HL内，直流输入电压Vin的变动会受到迟滞循环HL的影响而不会立即地造成迟滞调节电压Vh的变动。0035 举例来说，当直流输入电压。
23、Vin发生变化而令迟滞调节电压Vh从电压值V1被提升至电压值V2时，即使其后直流输入电压Vin又突然略微降至低于电压值V2（但未低于电压值V2），第一控制电路130仍会基于第二特性曲线CUV2将迟滞调节电压Vh维持在电压值V2，而非沿第一特性曲线CUV1立即地将迟滞调节电压Vh从电压值V2降回电压值V1。相似地，当直流输入电压Vin发生变化而令迟滞调节电压Vh从电压值V2被降至电压值V1时，即使其后直流输入电压Vin又突然略微提升至高于电压值V2（但未高于电压值V2），第一控制电路130仍会基于第一特性曲线CUV1将迟滞调节电压维持在电压值V1，而非沿第二特性曲线CUV2立即地从电压值V1提升。
24、回电压值V2。0036 基于上述迟滞控制的特性，第一控制电路130即可依据不受直流输入电压Vin的扰动或些微变化所影响的迟滞调节电压Vh来计算最佳工作电压VF，再将所计算的最佳工作电压VF提供给第二控制电路140。因此，后级逆变电路120即可基于较为稳定的最佳工作电压VF而相应地控制谐振变换电路110产生稳定的直流母线电压Vbus。0037 于此值得注意的是，在本实施例中逆变器100虽是利用两个控制电路130与140分别控制谐振变换电路110与逆变电路120为例，但在其他实施例中，第一控制电路130与第二控制电路140亦可整合为同一控制电路，或积体化地设置为一控制芯片，本发明不以此为限。此外，。
25、第一控制电路130与第二控制电路140可分别设置于直流对直流转换电路110与逆变电路120中，或者独立地设置于逆变器100之中，本发明同样不以此为限。0038 另外，于本发明实施例中，第一控制电路130部分的计算步骤也可以在第二控制电路140中实现，例如计算最佳工作电压VF的步骤也可通过第二控制电路140来实现，于此实施态样下，第一控制电路130为第二控制电路140提供输入电压Vin的参考值。0039 除此之外，由于在一些工作条件下，若是仅仅将直流母线电压Vbus调节至最佳工作电压VF，则可能会使逆变器100无法正常工作。因此，在本发明实施例的逆变器100中，还进一步地提供了在保证后级的逆变电。
26、路120能够提供额定的交流输出电压Vout的前提说 明 书CN 104426402 A5/7页8下，最大限度的令谐振变换电路110工作在谐振点附近的直流母线电压调节机制，藉以减少谐振变换电路110的调频宽度，从而提高逆变器100的转换效率。0040 具体而言，本发明实施例的逆变器100除了可藉由第一控制电路130来计算谐振变换电路110的最佳工作电压VF外（即，令谐振转换电路110工作于谐振频率的直流母线电压Vbus），其还可藉由第二控制电路140来检测交流输出电压Vout的大小，并且据以计算维持逆变电路120正常运作所需的正常工作电压VC。其中，第二控制电路140可接受第一控制电路130计算。
27、的最佳工作电压VF，并且比较最佳工作电压VF与正常工作电压VC两者间的电压值差异，以依据比较的结果选择最佳工作电压VF与正常工作电压VC其中之一做为调整直流母线电压的参考。0041 举例来说，若第二控制电路140判断最佳工作电压VF的电压值大于正常工作电压VC，表示此时即使将谐振变换电路110控制在谐振频率下工作，仍可令后级的逆变电路120正常工作。因此，于此状态下，第二控制电路140会依据最佳工作电压VF来控制后级逆变电路120的输入电压，以令谐振变换电路110输出的直流母线电压Vbus为最佳工作电压VF，从而使逆变器100可获得最大转换效率。0042 相反地，若第二控制电路140判断最佳工。
28、作电压VF小于等于正常工作电压VC，表示此时将谐振变换电路110控制在谐振频率下工作会使得后级的逆变电路120无法正常输出交流输出电压Vout。因此，于此状态下，第二控制电路140会依据正常工作电压VC来控制后级逆变电路120的输入电压，以令谐振变换电路110的直流母线电压Vbus调整为正常工作电压VC，从而使逆变器100可维持额定的交流输出电压Vout。0043 于此值得一提的是，所述利用第二控制电路140来进行比较电压值差异的动作仅为本发明的一实施范例。在其他实施例中，所述比较电压值差异的动作亦可由第一控制电路130来进行，本发明不以此为限。0044 底下以一个具体的逆变器的电路架构来说明。
29、本发明实施例的逆变器的直流母线电压调节与运作机制，如图3所示。其中，图3为本发明一实施例的逆变器的电路架构示意图。0045 请参照图3，逆变器300包括谐振变换电路310、逆变电路320、第一控制电路330以及第二控制电路340。在本实施例中，前级的谐振变换电路310是以全桥串联型谐振转换器为例，且后级的逆变电路320是以全桥逆变器为例，但本发明不仅限于此。0046 具体而言，谐振变换电路310包括第一开关电路312、第一谐振电路314、变压器316以及整流滤波电路318。第一开关电路312是由开关晶体管Q1Q4所组成，且第一谐振电路314是由谐振电容Cr及谐振电感Lr与Lm所组成。开关晶体管。
30、Q1与Q2相互串接以组成一桥臂，且开关晶体管Q3与Q4相互串接以组成另一桥臂。所述两桥臂的两端接收直流输入电压Vin。0047 在本实施例中，第一控制电路318会产生用以控制开关晶体管Q1Q4的控制讯号S1S4，使得开关晶体管Q1Q4分别受控于控制讯号S1S4而以互补/切换的方式交替导通或截止，从而将直流输入电压Vin输出至第一谐振电路314。所述第一谐振电路314会反应于开关晶体管Q1Q4的开关切换而充/放能，使得变压器316反应于其一次侧绕组NP上的电压变化而在二次侧绕组NS上产生相应的输出电压。其中，第一谐振电路314中的谐振电容Cr及谐振电感Lr与Lm的电路组态决定了谐振变换电路310。
31、的谐振频率。当第一控制说 明 书CN 104426402 A6/7页9电路318提供符合谐振频率的控制讯号S1S4来控制开关晶体管Q1Q4的切换时，谐振变换电路310会操作在谐振频率上而具有最佳的转换效率。0048 整流滤波电路318是以包括二极管D1D2与滤波电容C1的电路架构为例。其中，二极管D1与D2构成一半桥整流器（half-bridge rectier）并且对二次侧绕组NS1的输出进行整流动作以产生直流母线电压Vbus。滤波电容C1并接于二次侧绕组NS的同名端（common-polarity terminal，即打点端）与抽头端（center-tapped terminal）之间，以。
32、滤除直流母线电压Vbus的非直流成分，并且将直流母线电压Vbus提供给逆变电路320。0049 逆变电路320包括第二开关电路322以及第二谐振电路324。第二开关电路322是由开关晶体管Q5Q8所组成，且第二谐振电路324是由谐振电容C2C5以及谐振电感Lin所组成。开关晶体管Q5与Q6相互串接以组成一桥臂，且开关晶体管Q7与Q8相互串接以组成另一桥臂。所述两桥臂耦接于直流母线电压Vbus与接地端GND之间。0050 第二控制电路324会产生用以控制开关晶体管Q5Q8的控制讯号S5S8，使得开关晶体管Q5Q8分别受控于控制讯号S5S8而以互补/切换的方式交替导通或截止，从而将直流母线电压Vb。
33、us转换为交流输出电压Vout。0051 与前述实施例类似，本实施例的第一控制电路330可利用迟滞控制手段来调节直流输入电压Vin，并据以产生迟滞调节电压Vh，再依据第一谐振电路314的谐振频率及迟滞调节电压Vh来计算最佳工作电压VF。而第二控制电路340则可根据交流输出电压Vout计算正常工作电压VC，使得第二控制电路340根据最佳工作电压VF与正常工作电压VC的电压值比较结S5S8，J1 藉以决定将直流母线电压Vbus调整为最佳工作电压VF或正常工作电压VC，从而最大限度的令谐振变换电路310工作在谐振点附近，以提高逆变器300的转换效率。0052 图4为应用前述实施例之逆变器100/30。
34、0的光伏并网系统的示意图。请参照图4，在本实施例的架构下，逆变器100/300会以光伏组件PVm的输出做为直流输入电压Vin，且逆变器100/300所产生的交流输出电压Vout是提供给后端的电网EG使用。于此，由于直流母线电压Vbus系可依据逆变器100/300的状态而动态地调整，且还可藉由迟滞调节手段来减小直流输入电压Vin的扰动对直流母线电压Vbus的影响，因此可有效地提升整体光伏并网系统10的系统效率。0053 附带一提的是，由于光伏组件PVm的输出只与温度变化有关，而环境中的温度变化通常是缓慢的过程，所以逆变器100/300的直流输入电压Vin不会频繁变化。因此，在本实施例中，逆变器1。
35、00/300根据直流输入电压Vin而调整迟滞调节电压Vh的时间间隔可例如为200毫秒至500毫秒间。0054 图5为本发明一实施例的逆变器的直流母线电压调节方法的步骤流程图。本实施例所述之直流母线电压调节方法可适用于如前述实施例的逆变器100或300。请参照图5，所述直流母线电压调节方法包括以下步骤：接收直流输入电压（步骤S510）；基于直流输入电压和谐振变换电路（如110、310）的谐振频率计算使谐振变换电路工作在最佳状态的最佳工作电压（步骤S520）；以及依据最佳工作电压调节直流母线电压（步骤S530）。0055 更具体地说，图5所述之直流母线电压调节方法可进一步地利用图6的步骤流程来实现。
36、。请参照图6，在接收直流输入电压Vin的步骤后（步骤S610），逆变器会依据直流输入电压Vin的变动而沿不同的特性曲线产生对应的迟滞调节电压。其中，当直流输入电压说 明 书CN 104426402 A7/7页10Vin上升时，进行步骤S622，以沿第一特性曲线步进的提升迟滞调节电压；相反地，当直流输入电压Vin下降时，进行步骤S624，以沿第二特性曲线步进的降低迟滞调节电压，其中所述第一特性曲线与所述第二特性曲线之间形成至少一个迟滞循环。0056 在产生迟滞调节电压后，依据迟滞调节电压以及谐振变换电路（如110、310）的谐振频率计算使谐振变换器具有最佳转换效率的最佳工作电压VF（步骤S632。
37、），并且依据交流输出电压计算维持逆变电路（如120、320）正常运作所需的正常工作电压VC（步骤S634）。0057 接着，比较所计算之最佳工作电压VF与正常工作电压VC之间的大小关系（步骤S635），以依据比较的结果将直流母线电压调整为最佳工作电压VF与正常工作电压VC其中之一。其中，当判断最佳工作电压VF大于正常工作电压VC时，进行步骤S636，以将直流母线电压调整为最佳工作电压VF；相反地，当判断最佳工作电压VF小于等于正常工作电压VC时，进行步骤S637，以将直流母线电压调整为正常工作电压VC。其后，将直流母线电压转换为交流输出电压（步骤S640）。0058 综上所述，本发明实施例提出。
38、一种逆变器及其直流母线电压调节方法与应用。所述逆变器能够藉由一迟滞控制手段来调节直流输入电压，再依据调节后的直流输入电压来计算谐振变换电路的最佳工作电压，藉以将最佳工作电压设为调节直流母线电压的依据，使得谐振变换电路不会随着直流输入电压的扰动或些微变化即对所产生的直流母线电压的电压值造成影响，从而提高直流母线电压的稳定性。此外，所述逆变器还可藉由比较最佳工作电压与正常工作电压的方式来选择直流母线电压的设定值，藉以在保证后级逆变电路能够提供额定的交流输出电压的前提下，使前级谐振变换电路可以最大限度的工作在最佳工作点，进而提高逆变器整体的转换效率。0059 虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。说 明 书CN 104426402 A10。