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1、(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201410451771.2(22)申请日 2014.09.0514/021,069 2013.09.09 USH04B 1/10(2006.01)(71)申请人晨星半导体股份有限公司地址中国台湾新竹县竹北市台元街26号4楼之1(72)发明人胡拉姆穆罕默德(74)专利代理机构上海专利商标事务所有限公司 31100代理人徐伟(54) 发明名称一接收器以及其交互调变失真补偿方法(57) 摘要本发明提供一种混波器偏压技术。于本发明的实施例中，于补偿二阶交互调变时，首先判断一阻隔信号是否存在于接收器。当出现阻隔信号时，一偏压差异系施加于接收器中的。
2、降频转换混波器。该偏压差异能最小化该接收器产生的一信号中彼此垂直的多个信号成分的一交互相关系数。(30)优先权数据(51)Int.Cl.(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请权利要求书2页 说明书9页 附图5页(10)申请公布号 CN 104426563 A(43)申请公布日 2015.03.18CN 104426563 A1/2页21.一种用于接收器的交互调变失真补偿方法，该接收器包含多个降频转换混波器，该方法包含：决定偏压差异，其根据该多个降频转换混波器的特性，使得该偏压差异能最小化该接收器产生的信号的多个正交信号成分的交互相关系数，该信号由该接收器于阻隔信号存在时所接收。
3、；以及施加该偏压差异于该接收器的该多个降频转换混波器。2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包含：决定该阻隔信号是否存在于该接收器；若判定该阻隔信号存在于该接收器，一同计算目前施加于该多个降频转换混波器的该偏压差异以及所对应的该多个正交信号成分的该交互相关系数；若判定目前的该交互相关系数尚未被最小化，决定能最小化该交互相关系数的另一偏压差异；以及施加该另一偏压差异于该多个降频转换混波器。3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，决定该阻隔信号是否存在于该接收器包含：量测该接收器中信号的信号强度；以及当该信号强度指出导因于该阻隔信号的交互调变失真状况存在时，确认该阻隔信号存在于该接收器。4。
4、.如权利要求3所述的方法，其特征在于，决定该阻隔信号是否存在于该接收器包含：当该信号强度高于信号强度门槛值时，确认该阻隔信号存在于该接收器，其中该信号强度门槛值被设定为该交互调变失真可被量测到的水平，且在该接收器的噪声基准之上。5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，施加该偏压差异包含：于连续多次迭代中，改变候选偏压差异；于各次迭代中，施加该候选偏压差异于该多个降频转换混波器；于各次迭代中，计算施加的该候选偏压差异所对应的该交互相关系数；若判定计算出的该交互相关系数已被最小化，停止改变该候选偏压差异；以及施加对应于最小化的该交互相关系数的该候选偏压差异，做为该偏压差异。6.如权利要求5所述的方。
5、法，其特征在于，改变该候选偏压差异包含：于各次迭代中，利用最陡下降技术调整该候选偏压差异。7.如权利要求5所述的方法，其特征在于，进一步包含：施加偏压差异做为第一候选偏压差异，该偏压差异能最小化另一信号的该交互相关系数，该另一信号由该接收器于该阻隔信号不存在时所产生。8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，施加该第一候选偏压差异包含：自存储器撷取多个同相/正交不平衡校正权重；以及根据该多个同相/正交不平衡校正权重，决定该第一候选偏压差异。9.一种接收器，包含：接收器信号处理链，其中包含多个降频转换混波器；电压产生电路，用以施加偏压差异于该多个降频转换混波器；以及处理器，用以：决定多个初始交互调。
6、变补偿权重；以及权 利 要 求 书CN 104426563 A2/2页3提供该多个初始交互调变补偿权重至该电压产生电路以产生该偏压差异，以供使该接收器产生的信号的多个正交信号成分的交互相关系数被最小化，该信号由该接收器于阻隔信号存在时所接收。10.如权利要求9所述的接收器，其特征在于，该处理器被用以：决定该阻隔信号是否存在于该接收器；若判定该阻隔信号存在于该接收器，一同计算目前施加于该多个降频转换混波器的该偏压差异以及所对应的该交互相关系数；若判定目前的该交互相关系数尚未被最小化，决定能最小化该交互相关系数的多个另外交互调变补偿权重；以及提供该多个另外交互调变补偿权重，以取代该多个初始交互调变。
7、补偿权重，至该电压产生电路。11.如权利要求10所述的接收器，其特征在于，进一步包含：信号强度量测装置，用以量测该接收器中信号的信号强度；其中当该信号强度指出导因于该阻隔信号的交互调变失真状况存在时，该处理器确认该阻隔信号存在于该接收器。12.如权利要求11所述的接收器，其特征在于，当该信号强度高于信号强度门槛值时，该处理器确认该阻隔信号存在于该接收器，其中该信号强度门槛值被设定为该交互调变失真可被量测到的水平，且在该接收器的噪声基准之上。13.如权利要求10所述的接收器，其特征在于，该处理器于决定多个该另外交互调变补偿权重时：于连续多次迭代中，改变多个候选交互调变权重，其中当该多个候选交互调。
8、变权重被提供至该电压产生电路，候选偏压差异施加于该多个降频转换混波器；于各次迭代中，提供多个候选交互调变权重至该电压产生电路；于各次迭代中，计算施加的该候选偏压差异所对应的该交互相关系数；若判定计算出的该交互相关系数已被最小化，停止改变该多个候选交互调变权重；以及储存能最小化该交互相关系数的该多个候选交互调变失真权重，做为该多个另外交互调变失真补偿权重。14.如权利要求13所述的接收器，其特征在于，该处理器利用最陡下降技术调整该多个候选交互调变权重。15.如权利要求13所述的接收器，其特征在于，该处理器将额外多个交互调变失真补偿权重做为多个第一候选交互调变失真权重，该额外多个交互调变失真补偿权。
9、重能最小化另一信号的该交互相关系数，该另一信号由该接收器于该阻隔信号不存在时所产生。16.如权利要求15所述的接收器，其特征在于，该处理器：自存储器撷取多个同相/正交不平衡校正权重；以及根据该多个同相/正交不平衡校正权重，决定该多个第一候选交互调变失真权重。权 利 要 求 书CN 104426563 A1/9页4一接收器以及其交互调变失真补偿方法技术领域0001 本发明与射频接收器中的交互调变失真补偿相关。背景技术0002 因为具有架构简单、硬件成本低，以及可大量使用数字信号处理等优点，直接转换接收器在行动通讯系统中被大量采用。然而，省去中频信号处理的缺点之一是二阶交互调变(second-or。
10、der intermodulation,IM2)造成的影响会增加。举例而言，强烈干扰信号经交互调变之后可能会被降频转换至基频，因而降低了直接转换接收器对目标信号的敏感度。干扰信号(亦称为阻隔信号)是无所不在的，其来源可能是邻近频道的通讯信号及/或频段相距甚远但功率等级大到足以导致严重干扰的其他信号源。干扰信号会造成直接转换接收器的位错误率(bit error rate,BER)及/或信号噪声比(SNR)下降。0003 为了降低二阶效应造成的问题，直接转换接收器的设计规格通常会对二阶输入截点(second order input intercept point,IIP2)加以限制。二阶输入截点为。
11、二阶信号与一阶信号(亦即目标信号)的输出功率相等时的输入信号功率理论值。因此，二阶输入截点愈高，表示较高的干扰信号功率始能对目标信号造成严重影响。显然，二阶输入截点应尽可能被提高。0004 二阶交互调变失真是导因于直接转换接收器和降频转换混波器中电路组件的非线性特性。虽可利用补偿技术提高二阶输入截点，但温度及/或频率的变化往往会造成补偿效果的下降。实务上，被设计为100dBm的二阶输入截点可能会因频率或温度的变化，大幅降低为50dBm。0005 综上所述，如何突破电路组件的非线性特性的限制，以提升直接转换接收器对干扰信号的免疫力，是目前被广泛讨论研究的议题。发明内容0006 于补偿二阶交互调变。
12、时，决定一阻隔信号是否存在于接收器。当出现阻隔信号时，一偏压差异系施加于接收器中的降频转换混波器。该偏压差异能最小化该接收器产生的一信号中彼此垂直的多个信号成分的一交互相关系数。附图说明0007 图1为根据本发明的一实施例中的接收器电路的功能区块图。0008 图2呈现一种可使用于本发明的实施例中的混波器电路。0009 图3为根据本发明的一实施例中的阻隔信号决定程序的流程图。0010 图4为根据本发明的一实施例中的交互调变失真补偿权重决定程序的流程图。0011 图5呈现一同相/正交数据交互相关系数与混波器偏压差异的对应关系。0012 符号说明0013 10：射频接收器 12：处理器说 明 书CN。
13、 104426563 A2/9页50014 14：存储器 100：接收器信号处理链0015 105：射频信号 110：低噪声放大器0016 112i：同相接收通道 112q：正交接收通道0017 115：混波器 117：锁相回路振荡器0018 119：本地振荡信号 120：模拟基频滤波器0019 125：可变增益放大器 130：模拟-数字转换器0020 135：取样率转换滤波器 137：同相/正交不平衡补偿器0021 140：通道选择滤波器 145：基频信号0022 145i：基频同相信号成分 145q：基频正交信号成分0023 150：补偿处理器 151：数字-模拟转换器0024 152：编。
14、码器 153：交互调变失真补偿处理器0025 154：补偿权重储存单元 155：IQ不平衡补偿处理器0026 156：相关性处理器 157：信号强度处理器0027 300：阻隔信号决定程序 305335：流程步骤0028 400：交互调变失真补偿权重决定程序0029 405450：流程步骤 500：曲线0030 505：最低点 510：偏压差异值具体实施方式0031 以下各实施例及其相关图式可充分说明本申请案的发明概念。各图式中相似的组件编号系对应于相似的功能或组件。须说明的是，此处所谓本发明一辞系用以指称该等实施例所呈现的发明概念，但其涵盖范畴并未受限于该等实施例本身。此外，本揭露书中的数学。
15、表示式系用以说明与本发明的实施例相关的原理和逻辑，除非有特别指明的情况，否则不对本发明的范畴构成限制。本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，有多种技术可实现该等数学式所对应的物理表现形式。0032 须说明的是，本发明的图式包含呈现多种彼此关联的功能性模块的功能方块图。该等图式并非细部电路图，且其中的连接线仅用以表示信号流。功能性组件及/或程序间的多种互动关系不一定要透过直接的电性连结始能达成。此外，个别组件的功能不一定要如图式中绘示的方式分配，且分布式的区块不一定要以分布式的电子组件实现。0033 本发明的技术主要系用以补偿接收器中因阻隔信号造成的交互调变失真。根据以下说明，本发明所属技术。
16、领域中具有通常知识者可理解，本发明的概念能用于其他失真补偿场合。本发明的范畴涵盖各种替代实施方式。0034 图1为一射频接收器10的功能区块图，其中包含一接收器信号处理链100与一补偿处理器150。接收器信号处理链100包含将射频信号105转换为基频信号145(包含同相信号成分145i、正交信号成分145q)的电路。基频信号145可被提供至接收器10中的其他电路(未绘示)进一步处理，例如进行基频信号解码。0035 在接收器处理链100中，射频信号105被提供至低噪声放大器(LNA)110放大，随后进入同相接收通道112i与正交接收通道112q。经放大号的射频信号被提供至混波器115i、115q。
17、，以下统称混波器115。接收器锁相回路振荡器117产生的本地振荡信号119亦说 明 书CN 104426563 A3/9页6被提供至混波器115，藉此将放大后的射频信号降频转换至基频，成为包含同相与正交信号成分的基频信号。上述同相与正交基频信号分别被提供至模拟基频滤波器120i、120q(以下统称模拟滤波器120)，藉此移除目标频带之外的频率成分。该等过滤后基频信号被分别提供至可变增益放大器(Variable Gain Amplier)125i、125q(以下统称可变增益放大器125)，随后再被分别提供至模拟-数字转换器(ADC)130i、130q(以下统称模拟-数字转换器130)转换为数字数。
18、据。在某些实施例中，模拟-数字转换器130以高于后续处理组件(例如积分三角调变)的取样率运作。在这个情况下，模拟-数字转换器130输出的高取样率、低分辨率数字数据可被提供至相对应的取样率转换滤波器(RCF)135i、135q(以下统称取样率转换滤波器135)，以产生取样率相对较低、分辨率相对较高的同相与正交数据。该等全分辨率同相与正交数字数据字语随后被提供至同相/正交不平衡补偿器137，藉此针对两通道间的电路差异补偿同相与正交通道112中的数据。上述电路差异可能是来自于制程的限制。接着，补偿后数据被提供至通道选择滤波器(CSF)140i、140q(以下统称通道选择滤波器140)，藉此将一特定传。
19、输通道之外的信号成分移除，以产生基频信号145。0036 无线通信领域中具有通常知识者可理解接收器处理链100的实施细节，除了可帮助说明本发明的概念的部分之外，无须赘述。须说明的是，本发明并未限定以于特定接收器架构或特定电路组件实现接收器信号处理链100。无线通信领域中具有通常知识者可理解，有多种接收器组态可实现本发明的概念。0037 图2呈现一种可使用于本发明的实施例中的混波器电路200。此混波器电路可用以实现接收器信号处理链100中的混波器115。混波器电路200仅为一说明范例，本发明并未限定于任何特定混波器架构。无线通信领域中具有通常知识者可理解，另有多种混波器可在不背离本发明精神的情况。
20、下实现本发明的概念。0038 如绘示于图2，差动射频信号RFP/RFM(例如由低噪声放大器110产生者)被提供至差动晶体管对Q5、Q6。此差动晶体管对构成一互导电路，藉此将射频电压转换为射频电流。差动本地振荡信号LOP/LOM(例如由接收端的锁相回路117产生)被提供至晶体管Q1-Q4。晶体管Q1-Q4可被视为用以开关Q5/Q6差动晶体管对产生的射频电流。此射频电流的切换运作即达成降频转换的效果。降频转换后的差动基频信号DCP/DCM出现在晶体管Q1-Q4的汲极。0039 在某些实施例中，锁相回路117产生的本地振荡信号119为一组不重迭的方波。举例而言，在某些实施例中，本地振荡信号119包含。
21、一组工作周期为25的方波IP、QP、IM、QM，且同一时间仅有一个方波处于高准位状态。本地振荡信号IP、IM可被分别提供至同相通道混波器115i中的端点LOP、LOM，而本地振荡信号QP、QM可被分别提供至正交通道混波器115q中的端点LOP、LOM。这个情况下的电路运作顺序为：混波器115i的晶体管Q1/Q3导通混波器115q的晶体管Q1/Q3导通混波器115i的晶体管Q2/Q4导通混波器115q的晶体管Q2/Q4导通；上述的混波器115中的晶体管Q1-Q4若未被指出为导通，即为未导通。理想上，混波器115中同一时间只有一对晶体管Q1/Q3或Q2/Q4处于导通状态，会产生正确的正交数据(相位。
22、分隔90 )。当源极/栅极跨压Vgs高于晶体管的临界电压Vth，晶体管Q1-Q4进入导通状态。由于晶体管Q1-Q4的物理结构不可避免地存在微小差异，晶体管Q1-Q4于导通状态和未导通状态间的切换时间点通常不会平均分布。即使本地振荡信号并未重迭，某些晶体管的导通时间仍有可能重迭。此重迭状况会造成正交接收通道112q说 明 书CN 104426563 A4/9页7中出现同相信号成分，同相接收通道112i出现正交信号成分，进而令同相与正交信号通道112中的信号间的交互相关系数不等于零。0040 为说明如图2所示的混波器的非线性效应，假设射频信号105为Am(t)cos(ct+m(t)，并由混波器11。
23、5将射频信号105与本地振荡信号LOcos(ct)-jsin(ct)混波，以进行降频转换。混波结果中的较高频率成分可利用传统方式(例如低通滤波)排除或衰减。如此，假设在理想的本地振荡模式下，同相信号通道112i在混波器115i的输出端的信号为：0041 0042 而混波器115q的输出端的信号为：0043 0044 混波过程中的二阶非线性效应在同相与正交接收通道112中会造成输入信号的二阶项。也就是说，混波器115i的输出信号可被表示为：0045 0046 其中为该二阶项的增益。相似地，混波器115q的输出信号可被表示为：0047 0048 0049 由以上数学式可看出，混波器115i、混波器。
24、115q的输出信号具有共同的二阶项，此特性可由两信号的交互相关系数看出。由于相互正交，信号Am(t)cosm(t)和Am(t)sinm(t)的交互相关系数理想上为零。然而，其余导因于二阶非线性的项次即非相互正交，经过一段时间的积分或累积数字取样后，便会累积出交互相关系数。因此，将交互相关系数积分可看出二阶非线性造成的效应。0050 当本地振荡信号不理想(例如当本地振荡信号成分并非相互正交)时，同相与正交信号成分间亦可能存在非零交互相关系数。非理想本地振荡信号的范例为：0051 LOactual(t)cos(wct)+jgsin(wct+)，0052 其中g为同相与正交本地振荡信号成分间的增益不。
25、平衡，为同相与正交本地振荡信号成分间的相位不平衡。此本地振荡信号亦可被表示为：0053 0054 其中复合因子K1和K2为g和的函数。复合因子K1、K2会导致同相接收通道112i中一部分的同相信号逸漏至正交接收通道112q，反之亦然。这个现象可被视为混波后信号的一镜像信号(振幅有所改变)加诸于理想中的输出信号上。泄漏成分的影响程度可由同相与正交信号输出间的交互相关系数来描述，亦可经由适当的处理(例如藉由IQ不平衡补偿器137)移除。本发明的范畴并未限定于使用特定技术消除此IQ不平衡。本发明所说 明 书CN 104426563 A5/9页8属技术领域中具有通常知识者可理解，有多种技术可达成相同功。
26、效。举例而言，IQ不平衡补偿器137中的单接头滤波器(single tap lter)可被用以产生IQ不平衡补偿器137的输入信号的镜像信号。该镜像信号根据补偿权重储存单元154产生的一IQ不平衡权重被加权，以产生一加权后镜像信号。此加权后镜像信号可自降频转换后的同相/正交信号被减除。适当的IQ不平衡权重可由IQ不平衡补偿处理器155决定(容后详述)，例如令单接头滤波器的系数被设定为：在减除加权后镜像信号后，同相与正交信号成分间的交互相关系数的均方值等于零。当交互相关系数的均方值等于零，同相与正交接收通道112中的信号即为相互垂直，亦即镜像信号已被消除。同相与正交信号成分间的非零交互相关系数亦。
27、可能是由二阶非线性造成的交互调变失真(IMD)。交互调变失真可能是接收器中交叉信号污染的主要来源，尤其是当强烈的阻隔信号出现在低噪声放大器110的输入时。一旦低噪声放大器110施加增益后，阻隔信号就会对混波器115的同相与正交输出中的二阶项造成贡献：0055 和0056 0057 其中Am(t)为阻隔信号的振幅，m(t)为阻隔信号的频率。因此，即使强烈的阻隔信号不存在，也应执行IQ不平衡校正，以避免二阶交互调变失真效应的干扰。在IQ不平衡权重已决定且IQ不平衡补偿已执行后，当存在强烈的阻隔信号，同相与正交信号成分间的交互相关系数的增加可归因于交互调变失真。可利用设置于低噪声放大器110中或混波。
28、器115之后的峰值信号侦测器侦测是否存在强烈阻隔信号。若接收器使用高动态范围的模拟-数字转换器，强烈的阻隔信号亦可于数字电路中被侦测出来。0058 非零交互相关系数亦可能归因于同相与正交接收通道112中的直流偏移。因此，IQ不平衡补偿可施行于移除直流偏移之后。当未出现强烈的阻隔信号时，这些偏移通常是固定且可被找出来的。直流偏移亦可由同相与正交信号通道112的自相关性看出。当直流偏移增加或信号功率增加，上述三种指标也会随之上升。0059 当出现强烈的阻隔信号时，一种改善交互调变失真的技术是施加一直流偏压给混波器115中的某个被选定的栅极，例如使图2中的晶体管Q1-Q4中某一晶体管的栅极电压，更接。
29、近或远离临界电压Vth。这个做法会改变晶体管相对于本地振荡信号的启动时间。如绘示于图2，一偏压DACP被提供至晶体管Q1/Q3的栅极，一偏压DACM被提供至晶体管Q2/Q4的栅极。此偏压可针对各个混波器115分别建立，且施加在混波器115i的偏压可相对于施加在混波器115q的偏压被调整，以达成前述理想的切换关系。以多种找寻适当偏压差异(亦即提供至混波器115i的偏压以及提供至混波器115q的偏压间的差异)的技术。实务上，偏压差异是否适当可由同相与正交信号通道112中的信号是否达到最小交互相关系数看出。0060 请再次参阅图1，补偿处理器150包含补偿电路，用以消除接收器信号处理链100中不想要。
30、的信号处理效应。补偿处理器150可利用多种模拟和数字电路实现，包含信号转换器、离散被动式/主动式电路、集成电路、固定式与可编程的逻辑电路，但不以此为限。在某些实施例中，补偿处理器150的许多功能可由一处理器12执行，例如一特定应用集成电路、一微控制器、一微处理器或其组合。处理器12亦可为一可编程装置，执行储存于存储器说 明 书CN 104426563 A6/9页914中的处理器指令。根据上述说明，信号处理领域中具有通常知识者可理解，有多种电路组态可在不背离本发明精神的情况下实现补偿处理器150。0061 根据本发明的某些实施例包含校正程序，例如利用补偿处理器150为接收器10产生补偿数据。补偿。
31、数据系用以改善前述IQ不平衡，亦即补偿同相与正交接收通道112间的物理结构差异。于一实施例中，如先前所述，IQ不平衡补偿器137可利用数字信号处理自接收到的信号中减除一加权后镜像信号。据此产生的差异信号可被提供至相关性处理器156，以计算自相关系数与交互相关系数。根据自相关系数与交互相关系数，IQ不平衡补偿处理器155可计算用以调整镜像信号的增益与相位的复数因子(complex factor)。举例而言，自相关性可被用以比较同相接收通道112i中的同相信号成分的功率与正交接收通道112q中的正交信号成分的功率。IQ不平衡补偿处理器155可利用此信息来量化同相与正交信号成分间的增益不平衡。一旦增。
32、益不平衡为已知，交互相关系数可被用以量化同相与正交信号成分间的相位不平衡。举例而言，增益和相位不平衡可被进一步转换为前述单一分接头滤波器的系数，并做为IQ不平衡权重被储存至补偿权重储存单元154。在某些实施例中，该等权重可于校正相位期间被迭代计算，例如藉由最小均方算法。在各次迭代中，可由IQ不平衡补偿器137根据目前计算出的IQ不平衡补偿权重，产生具有相对应的增益和相位的镜像信号，并自输入信号中减除该镜像信号。藉由重新评估关性处理器156所决定的同相与正交信号成分的自相关系数与交互相关系数，IQ不平衡处理器155可决定该等权重是否足以补偿IQ不平衡。经过适当的校正后，IQ不平衡补偿器137产生。
33、的镜像信号残余值(亦即减去镜像信号后的结果)便可符合校正目标，例如低于一预先决定的信号功率门槛。0062 如先前所述，根据本发明的实施例可藉由调整混波器开关的栅极偏压来为接收器信号处理链100补偿因存在阻隔信号造成的交互调变失真。因此，补偿处理器150可包含一交互调变失真补偿处理器153，用以决定适当的栅极电压。在某些实施例中，交互调变失真补偿系藉由施加一信号至接收器信号处理链100来达成。举例而言，同相与正交接收通道中的信号的交互相关系数可由相关性处理器156计算。在交互调变失真校正程序的连续迭代中，可由交互调变失真补偿处理器153根据一预先决定的权重(也就是初始交互调变补偿权重)产生程序产。
34、生一个或多个交互调变失真补偿权重。据此产生的权重可被提供至一编码器152，以建立一组数字-模拟转换码。该组数字-模拟转换码会被提供至数字-模拟转换器(D/A)151a-151d(以下统称数字-模拟转换器151)，以于数字-模拟转换器151的输出端产生相对应的电压。须说明的是，虽然图1呈现四个数字-模拟转换器151，但本发明的范畴不以此数量为限。数字-模拟转换器151也就是一电压产生电路，依照转换码产生对应的电压。该等电压被提供至混波器115，以对应于各次迭代中产生的补偿权重建立一候选偏压差异。响应于各次的候选偏压差异，相关性处理器156会计算出同相与正交通道112中的信号的交互相关系数。每次迭。
35、代中的权重产生程序和另一次交互相关系数计算都会产生新的候选偏压差异；此程序会重复执行，直到同相与正交接收通道112间的信号交互相关系数被最小化。实务上，上述权重产生程序可采用任一种找出最小值的技术，包含最陡下降(steepest descent)技术、递归式最小平方(recursive least squares)技术、适性滤波(adaptive lter)技术等等。可产生最小交互相关系数的候选偏压差异即可用以补偿因阻隔信号造成的交互调变失真。对应于此偏压差异的该等补偿权重可被储存于补偿权重储存单元154，做为交互调变失真补偿权重。交互调变失真补偿处理器153产生的补说 明 书CN 10442。
36、6563 A7/9页10偿权重可不同于IQ不平衡补偿处理器155产生的补偿权重，并且可被分别储存于补偿权重储存单元154的不同单元里。0063 编码器152可包含合适的电路，例如一组锁存缓存器(未绘示)，藉此将提供至数字-模拟转换器151的交互调变失真补偿权重保持固定，直到下一次必须调整权重为止。举例而言，在某些实施例中，补偿处理器150可得知接收器的温度信息。当温度升高至一特定等级，使原本的交互调变失真补偿权重不再正确，便可重新计算并采用新的交互调变失真补偿权重。当温度降低至先前的等级，先前计算出的交互调变失真补偿权重可自补偿权重储存单元154中被撷取出来，施加于编码器152。0064 图3。
37、呈现一阻隔信号决定程序300的流程图。在某些实施例中，程序300系实施于IQ不平衡校正程序之后，如绘示于步骤305。因此，为交互调变失真决定的补偿数据可被确保为大致无关于IQ不平衡效应，亦即电路相关与制程相关的IQ不平衡已被IQ不平衡校正程序消除或大幅降低。步骤310为进行信号强度量测，以侦测阻隔信号。请参阅图1，补偿处理器150可包含一组信号强度处理器(SSP)157a-157c(以下统称信号强度处理器157)，分布在接收器信号处理链100中的不同位置，用以侦测各处的信号强度(频段愈来愈窄)。本发明的范畴并未限定于特定信号强度量测机制。另一实施例可使用功率侦测器及/或接收信号强度计算单元。如。
38、绘示于图1，信号强度处理器157a系用以量测接收器信号处理链100的输入端的信号强度S1。信号强度处理器157b、157c则系用以量测后续信号阶段的信号强度，例如IQ不平衡补偿、自动增益控制等等。各个信号强度处理器157会产生一信号，指出其量测结果。0065 请重新参阅图3。步骤315为决定信号强度S1是否符合一预设条件(代表存在阻隔信号导致的交互调变失真)。步骤315可周期性地被重复，例如每五秒一次。在某些实施例中，步骤315包含比较信号强度S1与一门槛值；该门槛值被设定为二阶交互调变失真可被量测到的一水平，且在接收器的噪声基准(noise floor)之上。若信号强度S1不符合该预设条件，。
39、步骤310被重新执行，以等待下一次的信号强度量测。然而，若步骤315根据信号强度S1判定有潜在的二阶交互调变失真，则步骤320被执行，以决定同相与正交接收通道间的信号交互相关系数是否等于零或接近零且在某个可接受的范围内。举例而言，交互相关系数可由相关性处理器156计算。若发现交互相关系数大致为零，交互调变失真补偿权重在步骤325中会被维持不变。并且，程序300会回到步骤310，等待下一次的信号强度量测S1。若在步骤320中，IQ交互相关系数被判定为不在可接受的范围内，则步骤330被执行，以开始交互调变失真补偿校正程序(例如图4呈现者)。随后，步骤335被执行，亦即施用步骤330中的交互调变失真。
40、补偿校正程序产生出的新的交互调变失真补偿权重。0066 如图3所示，在某些实施例中，特定的交互调变失真补偿偏压差异被固定施加于混波器115，直到判定目前的交互调变失真补偿权重不再可用。当出现阻隔信号(例如当温度或载波频率发生变化)，使得同相与正交接收通道间的交互相关系数不是零时，新的或更新后交互调变失真补偿权重可被产生。0067 图4呈现一交互调变失真补偿权重决定程序400的流程图。程序400会进行经完全校正的IQ不平衡补偿。步骤405为产生一初始偏压差异。于一实施例中，此偏压差异为补偿权重储存单元154中储存的IQ不平衡补偿权重。步骤410为计算同相与正交接收通道112间的信号交互相关系数X。步骤415为比较交互相关系数X与零。若交互相关系数说 明 书CN 104426563 A10。