可补偿电感变异的电源控制方法与相关装置技术领域
本发明关于一种电源控制器以及相关的控制方法，尤指可以自动补偿电
源供应器中的电感值变异的控制方法以及相关的装置。
背景技术
电子装置往往需要一个稳定的电源供应器，来提供额定的电源，像是定
电流、定电压、或是定功率等。开关式电源供应器具有相当良好的转换效率、
简单的架构、以及精巧的产品体积，所以广泛的被许多电子装置所采用，作
为其电源供应器。
电源供应器需要配备有保护措施或是机制，来预防一些不良操作或是状
况的发生，举例来说，像是过温度保护(over temperature protection，OTP)、过
电压保护(over voltage protection、OVP)、过电流保护(over current protection，
OCP)、过功率保护(over power protection，OPP)、输出短路保护(output short
protection，OSP)等等。OTP指的是当电源供应器温度太高时所产生的保护；
OVP指的是电源供应器对负载的输出电压过高时的保护；OCP/OPP是针对电
源供应器的输出电源，对负载所提供的输出电流/输出功率超过一定额时，所
产生的保护机制；OSP指的是当输出电压被钳制为0V时所执行的保护。
对于开关式电源供应器而言，定电流控制、OCP、OPP等控制、往往是
通过感测流经一电感元件的一电感电流来反映。图1为一开关式电源供应器
中，感测一电感电流所产生的电流感测信号VCS的波形。为了定电流控制、
OCP、OPP等保护机制，电流感测信号VCS原本希望限制在不超过一预设值
VCS-LIMIT。但信号延迟(signal propagation delay)会造成电流感测信号VCS的峰
值VCS-PEAK远离预设值VCS-LIMIT。换言之，当电流感测信号VCS被感测到已经
达到了预设值VCS-LIMIT，一功率开关的开启时间TON结束，但是到电流感测信
号VCS真正到达峰值VCS-PEAK的时间点会有延迟时间TD。所以峰值VCS-PEAK
跟预设值VCS-LIMIT会有一段差异ΔVCS。差异ΔVCS的大小会随着输入电压、电
感的电感值、延迟时间TD的变化而改变，容易造成定电流控制不准，或是
OCP/OPP的触发点不对的问题。
发明内容
实施例揭露一种电源控制方法，可以补偿一电感元件的电感变异，适用
于一电源供应器，其具有一功率开关，可控制流经该电感元件的一电感电流。
该电源供应器将一输入电压，转换成一输出电压。该控制方法包含有：于该
功率开关的一开启时间内，提供一采样时间，该采样时间无关于该输入电压
与该电感元件的一电感值；于该采样时间结束时，采样保持一电流感测信号，
产生一采样电压，该电流感测信号可代表该电感电流；以及，依据该采样电
压，决定该输出电压的最大输出电流或是最大输出功率。
实施例揭露一种控制电路，适用于一电源供应器，其将一输入电压，转
换成一输出电压。该电源供应器包含有一电源控制器、一功率开关、以及一
电感元件。该控制电路适用于该电源控制器中，可以补偿该电感元件的电感
变异。该控制电路包含有一比较器、一第一电容、一采样电路、以及一最大
功率/电流控制器。该比较器具有二输入端。该第一电容连接至该二输入端其
中之一。该比较器与该第一电容架构来定义一采样时间，该采样时间无关于
该输入电压与该电感元件的一电感值。该采样电路于该采样时间结束时，用
以采样保持一电流感测信号，产生一采样电压。该电流感测信号可代表流经
该电感元件的一电感电流。该最大功率/电流控制器，用来决定该输出电压的
一最大输出电流或是最大输出功率。该采样电压用来调整该最大输出电流或
是最大输出功率。
附图说明
图1为一开关式电源供应器中，感测一电感电流所产生的电流感测信
号VCS的波形。
图2显示依据本发明实施的一开关式电源供应器。
图3显示了在一采样时间TSA结束时，对电流感测信号VCS采样保持可
以产生采样电压VCS-SA。
图4显示了依据本发明所实施例一种控制方法，可以适用于图2中的
电源供应器。
图5显示一控制电路，位于电源控制器14内，可以执行图4中的控制
方法。
图6A显示部分的图5，在开启时间TON时的连接状态代表。
图6B显示部分的图5，在关闭时间TOFF时的连接状态代表图。
图7显示在端点G、INI、CLK、CLK-SA上的信号波形示意图。
图8A与图8B分别举例两个定电流控制单元64A与64B中的部分电路
示意图。
【附图符号说明】
10 开关式电源供应器
12 桥式整流器
14 电源控制器
32、34、36、38 步骤
50 控制电路
52 比较器
54、56 多工器
58 电压电流转换器
60 采样电路
61 与门
62 驱动器
64 定电流控制单元
64A、64B 定电流控制单元
66 OCP/OPP单元
80 装置
82、84 与门
CA 电容
CACU 电容
CLK 端点
CLK-SA 端点
CM 电容
CS 电流感测端
DA 二极管
DRV 驱动端
FB 反馈端
G 端点
HV 高压输入端
INI 端点
IDN 电压控制电流源
IPRM 电感电流
IREF 定电流源
ISA 定电流
ITUNE 定电流
ITSA 采样代表电流
LA 辅助绕组
LP 初级绕组
LS 次级绕组
RA、RB 电阻
RD1、RD2 电阻
RCS 电流感测电阻
SW 功率开关
SWR 重置开关
TD 延迟时间
TF 变压器
TLEB 前缘遮蔽时间
TLC 微调时间
TOFF 关闭时间
TON 开启时间
TSA 采样时间
VAC 市电交流电
VCC 操作电压
VCS 电流感测信号
VCS-LIMIT 预设值
VCS-PEAK 峰值
VCS-SA 采样电压
VDRV 驱动信号
V-IN 输入电压
VOUT 输出电压
VREF 参考电压
VSA 预设电压
ΔVCS 差异
具体实施方式
在本说明书中，有一些相同的符号，其表示具有相同或是类似的结构、
功能、原理的元件，且为本领域技术人员可以依据本说明书的教导而推知。
为说明书的简洁度考量，相同的符号的元件将不再重述。
图2显示依据本发明实施的一开关式电源供应器10，其可以自动补偿变
压器中的电感变异量，使得OCP/OPP或CC可以比较准确。开关式电源供应
器10具有回扫式架构，但本发明并不限于此。举例来说，本发明的实施例可
以是升压转换器(booster)、降压转换器(buck converter)、或是升降压转换器
(buck booster)。
开关式电源供应器10以市电交流电VAC为主要输入电源。桥式整流器
(bridge rectifier)12将市电交流电VAC整流产生直流输入电压V-IN，其可能是
大约稳定于一个定值或是随着市电交流电VAC变化而具有类似字母M的电压
波形。一变压器TF为一电感元件，包含有相电感耦合的初级绕组LP、次级
绕组LS、以及辅助绕组LA。初级绕组LP、功率开关SW、与电流感测电阻
RCS依序串联在输入电压V-IN与初级地之间。电源控制器14通过电流感测电
阻RCS所产生的电流感测信号VCS，来感测流经初级绕组LP的电感电流IPRM。
电源控制器14提供驱动信号VDRV于驱动端DRV上，来开启或是关闭功率开
关SW。电源控制器14具有一高压输入端HV，连接至输入电压V-IN。辅助
绕组LA放电时，通过二极管DA可以在电容CA上建立操作电压VCC，作为电
源控制器14的操作电源。电阻RA与RB串联，其连接点连接到电源控制器
14的反馈端FB。
图3显示了在一采样时间TSA结束时，对电流感测信号VCS采样保持可
以产生采样电压VCS-SA。图3中也显示了一前缘遮蔽时间(leading edge blanking
time)TLEB。在前缘遮蔽时间TLEB内，图2中的电源控制器14会维持功率开关
SW维持开启，且不受电流感测信号VCS所影响。采样时间TSA与前缘遮蔽时
间TLEB大约同时开始，但是采样时间TSA比较长。
为了比较上的方便，图2也重复地显示于图3中。其中，差异ΔVCS与采
样电压VCS-SA的值可以以以下公式(1A)与(1B)推算得知。
ΔVCS＝VIN/LP×TD×RCS …(1A)
VCS-SA＝VIN/LP×TSA×RCS …(1B)
其中，LP为初级绕组LP的电感值。
采样电压VCS-SA等于带有直流输入电压V-IN与电感值LP的信息。只要
把采样电压VCS-SA中的直流输入电压V-IN部分去除，就可以产生仅仅相关于
电感值LP的信息，这可以用来对OCP/OPP或是定电流控制进行微调，使得
它们的触发点更为准确。
图4显示了依据本发明所实施例一种控制方法，可以适用于图2中的电
源供应器10。步骤32先提供采样时间TSA，其跟输入电压V-IN与初级绕组
LP的电感值LP无关。步骤34在采样时间TSA结束时，对电流感测信号VCS
采样保持，产生采样电压VCS-SA。步骤36可以在关闭时间TOFF开始时执行，
依据输入电压V-IN与采样电压VCS-SA，来决定微调时间TLC。关闭时间TOFF
指的是功率开关SW处于一关闭状态(开路)的时间。步骤36等同把采样电压
VCS-SA中的直流输入电压V-IN部分去除，所产生的微调时间TLC就跟输入电压
V-IN无关。延迟时间TD大约是一个定值，不太会变化，所以微调时间TLC就
只剩下跟电感值LP相关。步骤38以微调时间TLC来调整OCP/OPP或是定电
流控制的触发点，可以用来修正电感值LP变异所导致触发点不准的问题。
图5显示一控制电路50，位于电源控制器14内，可以执行图4中的控
制方法。图5中有比较器52、电容CM、重置开关SWR、多工器54与56、电
阻RD1与RD2、电压电流转换器58、采样电路60、与门61、以及驱动器62。
定电流控制单元64可以控制输出电压VOUT的最大输出电流，OCP/OPP单元
66可以提供当输出电压VOUT的输出电流/功率超过定额时的保护。
端点G上的门信号经过驱动器62放大后，变成驱动信号VDRV，所以端
点G上的门信号等同于驱动信号VDRV。依据端点G上的门信号，多工器54
选择性的将参考电压VREF或是预设电压VSA提供给比较器52的正输入端。
换言之，在开启时间TON时，预设电压VSA连接到比较器52的正输入端；在
关闭时间TOFF时，参考电压VREF连接到比较器52的正输入端。参考电压VREF
是电阻RD1与RD2对直流输入电压V-IN的分压结果，可以代表输入电压V-IN。
类似的，在开启时间TON时，多工器56使定电流源所产生的定电流ISA
流到比较器52的负输入端，可对电容CM充电；在关闭时间TOFF时，多工器
56使电压电流转换器58所产生的采样代表电流ITSA，流到比较器52的负输
入端，可对电容CM充电。
比较器52以端点CLK作为输出。与门61的二输入端分别连接至端点G
与CLK，端点CLK-SA作为与门61的输出，控制采样电路60。端点CLK也
连接来控制定电流控制单元64与OCP/OPP单元66。
图6A显示部分的图5，在开启时间TON时的连接状态代表图；图6B显
示部分的图5，在关闭时间TOFF时的连接状态代表图；图7显示在端点G、
INI、CLK、CLK-SA上的信号波形示意图。
请同时参考图5、图6A以及图7。在开启时间TON一开始时，端点INI
上的一短脉冲重置电容CM的电容电压，使其归零。所以端点CLK上的信号
逻辑值变为“1”。之后定电流ISA对电容CM充电。电容CM的电容电压到达
预设电压VSA时，端点CLK与CLK-SA上的信号逻辑值才都转变为“0”。如
同图7所示，采样时间TSA为端点CLK-SA上逻辑值为“1”的时间。在采样
时间TSA结束时，采样电路60断开了电压电流转换器58与电流感测端CS之
间的连接，因此采样电路60采样保持电流感测信号VCS，产生采样电压VCS-SA。
采样时间TSA与采样电压VCS-SA可以分别依据下列公式(2)与(3)推导而得知。
其中，CM为电容CM的电容值。
请同时参考图5、图6B以及图7。在开启时间TOFF一开始时，端点INI
上另一个短脉冲重置电容CM的电容电压，使其归零。所以端点CLK上的信
号逻辑值转变为“1”。之后电压电流转换器58所产生的采样代表电流ITSA对
电容CM充电。电容CM的电容电压到达参考电压VREF时，端点CLK上的信
号逻辑值才转变为“0”。如同图7所示，微调时间TLC为在关闭时间TOFF内
端点CLK上逻辑值为“1”的时间。微调时间TLC可以依据下列公式(4)推导
而得知。
其中，GM为电压电流转换器58的转换系数或是转导率
(transconductance)；K2为参考设电压VREF对直流输入电压V-IN的比例。
从公式(4)的推导过程可以发现，电容CM的电容值CM，就算有任何加
工过程而产生变异，对微调时间TLC并没有影响。这是采用单一个电容CM来
提供采样时间TSA与微调时间TLC所获得的好处。此外，也可以发现微调时间
TLC跟直流输入电压V-IN也无关，因为参考电压VREF跟直流输入电压V-IN成
一定的比例。在公式(4)的结果中，因为GM、K2、ISA、VSA大致都是预设的
定值，所以微调时间TLC大致单单正比于初级绕组LP的电感值LP。
如同图5所示的，端点CLK也连接到定电流控制单元64与OCP/OPP
单元66。定电流控制单元64与OCP/OPP单元66可以采用端点CLK上的信
号所定义出的微调时间TLC，来调整OCP/OPP或是定电流控制的触发点。举
例来说，经过实际量测可知，在没有对电感值LP的变异进行补偿前，定电流
控制下输出电压VOUT所产生的最大电流，会随着电感值LP变大而减小。此
时，图3中的定电流控制单元64就可以将其中对应控制输出电压VOUT所产
生的最大电流的控制参数，随着微调时间TLC变大而些许的放大，或是随着
微调时间TLC变小而些许的缩小。这样就可以让图5的控制电路50控制下的
开关式电源供应器10，于定电流控制下所达到的最大电流，大致不会随着电
感值LP变异而改变。
图8A与图8B分别举例两个定电流控制单元64A与64B中的部分电路
示意图。图8A与图8B都具有一装置80，大致由一定电流源IREF、电压控制
电流源IDN、一开关以及电容CACU所构成。装置80已经于美国专利申请公告
号2014/0009977中的图4内的元件74所举例说明。从美国专利申请公告号
2014/0009977的教导可知，没有电感变异补偿时，定电流源IREF的电流值大
约对应到输出电压VOUT所产生的最大输出电流。因此，图8A中的与门82
使得定电流ITUNE只有在微调时间TLC内对电容CACU充电。当微调时间TLC
些许增大时，电容CACU在一开关周期被充电的总充电电量也些许增大，仿佛
定电流源IREF的电流值些许增大了，所以输出电压VOUT所产生的最大输出电
流也些许的放大。反之亦然。因此，可以理解的是，只要适当地设定定电流
ITUNE的电流值，就可能可以让定电流控制单元64A控制下的电源供应器对负
载所产生的输出电流，可以有近乎与电感值LP无关的最大输出电流。
类似的，在图8B中，与门84控制电压控制电流源IDN对电容CACU的放
电时间。当微调时间TLC增大时，电容CACU在一开关周期被放电的总放电电
量会些许缩小，所以仿佛相对地定电流源IREF的电流值些许增大了，因此输
出电压VOUT所产生的最大输出电流也些许的放大。反之亦然。因此，可以理
解的是，就可能可以让定电流控制单元64B控制下的电源供应器所产生的输
出电压，可以有近乎与电感值LP无关的最大输出电流。
定电流控制单元64A与64B中的定电流控制也可以适用于OCP/OPP单
元66中。举例来说，当OCP/OPP单元66可以采用定电流控制单元64A与
64B中的定电流控制，来检查输出电压VOUT对一负载所提供的输出电流是否
到达OCP/OPP单元66所预设的一内定额定值。当时输出电流到达该内定额
定值时，就完全停止开关式电源供应器10所提供的能量转换(使功率开关SW
维持关闭)，达到保护的目的。而这个OCP/OPP触发的内定额定值，会受到
微调时间TLC而影响。目的是使得OCP/OPP触发时输出电压VOUT对负载提
供的实际输出电流，大致不随着电感值LP的变异而有所变化。
在图5中，高压输入端HV提供输入电压VIN，给控制电路50。但本发
明不限于此。在另一个实施例中，输入电压VIN可以通过图2中的反馈端FB
获得。举例来说，一个电源控制器可以在开启时间TON时，记录要将反馈端
FB钳制于0V时，从反馈端FB所流出的电流大小，而这个记录就可以代表
输入电压VIN。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变
化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。