基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型、控制系统及建模方法.pdf

本发明公开了一种基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型、控制系统及建模方法，分布式潮流控制器包括由并联侧基于MMC的三相变流器与并联侧单相变流器组成的并联侧变流器，以及由多组串联侧单相变流器构成的串联侧变流器；电磁暂态数学模型主要包括并联侧变流器模型和串联侧变流器模型；控制系统包括并联侧控制模型和串联侧控制模型，并联侧控制模型包括并联侧基于MMC的三相变流器控制模块和并联侧单相变流器控制模块，串联侧控制模型包括串联侧三次谐波控制模块和串联变流器有功功率无功功率控制模块。本发明电磁暂态数学模型采用模块化设计，降低子模块开关频率，降低损耗；控制系统适应不同电压等级，适用于柔性交流输电场合。

1.基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型，该分布式潮流控制器包括由并联侧基于MMC的三相变流器与并联侧单相变流器组成的并联侧变流器，以及由多组结构相同的串联侧单相变流器构成的串联侧变流器，其特征在于，所述电磁暂态数学模型主要包括并联侧变流器模型和串联侧变流器模型：串联侧变流器模型中，多组串联侧单相变流器分布化布置于输电线路中，吸收并联侧输出的三次谐波有功功率维持自身电容电压恒定，串联侧单相变流器的直流侧电容电流Idcse与直流侧电容电压Vdcse以及串联侧电容Cse关系表示如下：CsedVdcse/dt＝Idcse (1)串联侧单相变流器的交流侧基波电流电压与三次谐波电流电压共存，并共同作用于直流电容电流，因此又有Idcse＝(1/mse,1+1/mse,3)(I1+I3) (2)式(2)中，mse,1是基波电压的调制比，mse,3是三次谐波电压的调制比，I1是交流侧基波电流，I3是三次谐波电流；将(2)式代入式(1)，得CsedVdcse/dt＝(1/mse,1+1/mse,3)(I1+I3) (3)经abc→dq派克变换，得直流侧电容电压Vdcse如下式 V d c s e = ( 1 / 3 ) ∫ ( 1 / m s e 1 d sin θ + 1 / m s e 1 q cos θ + 1 / m s e 3 d sin 3 θ + 1 / m s e 3 q cos 3 θ ) * ( I 1 , d sin θ + I 1 , q cos θ + I 3 , d sin 3 θ + I 3 , q cos 3 θ ) d t - - - ( 4 ) ]]> -->式(4)中θ为输电线路送电端电压的相角θs与串联侧变流器触发相角的差，mse1d是串联侧基波电压d轴分量调制比，mse1q是串联侧基波电压q轴分量调制比，mse3d是串联侧三次谐波电压d轴分量调制比，mse3q是串联侧三次谐波电压q轴分量调制比，I1,d是基波电流d轴分量，I1,q是基波电流q轴分量，I3,d是三次谐波电流d轴分量，I3,q是三次谐波电流q轴分量；由傅立叶原理，不同频次谐波乘积为零，式(4)写为Vdcse＝(1/2)∫((1/mse1d I1,d+1/mse1qI1,q)+(1/mse3d I3,d+1/mse3q I3,q))dt (5)并联侧变流器模型中，并联侧基于MMC的三相变流器交流侧经变压器Tsh与交流母线相连接，并联侧基于MMC的三相变流器的三相各桥臂电路均由N个子模块串接而成，其中子模块均采用半桥结构；并联侧单相变流器采用传统DC/AC电路拓扑，并联侧单相变流器的直流侧与并联侧基于MMC的三相变流器耦合，并联侧单相变流器的交流侧与交流电网中Y-△变压器Ts的Y侧中性点接地线路串联耦合，并联侧单相变流器输出的三次谐波电流为 I · s h 3 = 1 / L s h 3 ∫ V · s h 3 d t - - - ( 6 ) ]]>式(6)中，是并联侧单相变流器输出的三次谐波电流，Lsh3是等效电感，是并联侧单相变流器输出的三次谐波电压；且有Vsh3＝msh3Vdcsh (7)Vdcsh是并联侧基于MMC的三相变流器的直流侧电压，msh3是并联侧单相变流器交直流两侧电压调制比；对于并联侧基于MMC的三相变流器，令i＝a、b、c，则abc坐标系下并联侧基于MMC的三相变流器的交流侧电流表示为： --> I · s h , i = I · d o w n , i - I · u p , i - - - ( 8 ) ]]>式中，表示并联侧基于MMC的三相变流器单相的下桥臂电流，表示并联侧基于MMC的三相变流器单相的上桥臂电流；又根据电容电流电压之间的关系，得出： I · u p , i = C s h , s m dV s h , s m , u p / d t - - - ( 9 ) ]]> I · d o w n , i = C s h , s m dV s h , s m , d o w n / d t - - - ( 10 ) ]]>式中Csh,sm表示子模块电容值；Vsh,sm,up表示上桥臂投入的子模块的电容电压；Vsh,sm,down表示下桥臂投入的子模块的电容电压；将式(9)、式(10)代入式(8)中，得： I · s h , i = C s h , s m ( dV s h , s m , d o w n / d t - dV s h , s m , u p / d t ) - - - ( 11 ) ]]>对于N+1电平，有： V d c s h = Σ i = 1 N / 2 K i V s h , s m , i + Σ j = 1 N / 2 K j V s h , s m , j - - - ( 12 ) ]]> -->式中，Ki为上桥臂第i个子模块的运行状态，Ki＝0时子模块旁路，Ki＝1时子模块投入；Kj为下桥臂第j个子模块的运行状态，Kj＝0时子模块旁路，Kj＝1时子模块投入；Vsh,sm,i表示上桥臂的电容电压，i＝1，2…N/2；Vsh,sm,j表示下桥臂的电容电压，j＝1，2…N/2；式(12)也表示成： V d c s h = 1 C s h , s m ( Σ i = 1 N / 2 K i ∫ I · u p , i d t + Σ j = 1 N / 2 K j ∫ I · d o w n , i d t ) - - - ( 13 ) . ]]>2.一种上述权利要求1所述的基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系统，其特征在于，包括并联侧控制模型和串联侧控制模型，所述并联侧控制模型包括并联侧基于MMC的三相变流器控制模块和并联侧单相变流器控制模块，并联侧基于MMC的三相变流器控制模块用于控制并联侧基于MMC的三相变流器，所述并联侧单相变流器控制模块用于控制并联侧单相变流器；所述串联侧控制模型包括串联侧三次谐波控制模块和串联变流器有功功率无功功率控制模块，串联侧三次谐波控制模块用于吸收并联侧发出的三次谐波来维持其自身直流电容电压稳定，串联变流器有功功率无功功率控制模块用于根据系统对基频有功功率需求的响应，产生相应的基频电压注入有功功率来控制线路有功功率。3.根据权利要求2所述的基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系统，其特征在于，所述并联侧基于MMC的三相变流器控制模块主要包括调制波生成模块、环流抑制模块、子模块导通个数计算以及导通个数改变后的触发模块和子模块充放电控制模块：调制波生成模块，包括电压外环控制模块、电流内环前馈解耦模块，电压外环控制模块用于将输入的直流侧电压给定指令值Vdcshref和系统无功潮流给定指令值Qref分别与实际值作差后，生成系统线路电流d轴有功参考分量Idref与q轴无功参考分量Iqref；电流内环前馈解耦模块用于将系统线路电流d轴有功参考分量Idref、q轴无功参考分量Iqref分别与采集到的实际电压电流经过dq变换后的量作差并经过PI调节器处理后，再通过两相旋转到三相静止坐标系变换，得到三相电压调制波参考值环流抑制模块用于分别采集基于MMC的三相变流器中的上桥臂电流值下桥臂电流值求矢量和并乘以1/2后，分别得到三相环流实际值，经过三相静止到两相旋转坐标系变换得到dq分量Icird、Icirq，再将其Icird、Icirq与电流dq分量目标值Icirdref、Icirqref作差并经过PI调节器处理后，d轴得到的值消掉与q轴相关的耦合量，q轴得到的值消掉与d轴相关的耦合量，实现dq解耦后通过两相旋转到三相静止坐标系变换，得到三相环流电压补偿量子模块导通个数计算以及导通个数改变后的触发模块，用于将直流侧电压给定指令值Vdcshref乘以1/2后减去三相环流电压补偿量再减去三相电压调制波参考值得到三相上桥臂参考电压以及将直流侧给定电压给定指令值Vdcshref乘以1/2后减去三相环流电压补偿量再加上三相电压调制波参考值得到三相下桥臂参考电压分别用三相上桥臂参考电压、三相下桥臂参考电压除以子模块电容电压平均值Vdcshref/N，即得到每相上桥臂子模块导通个数Nup-i、下桥臂子模块导通个数Ndown-i(i＝a、b、c)；将得到的上桥臂子模块导通个数、下桥臂子模块导通个数经过取整以及微分环节后，得到当导通个数发生改变后，触发上桥臂子模块排序的信号CLKup-i、触发下桥臂子模块排序的信号CLKdown-i(i＝a、b、c)，对子模块电容电压进行重新排序；子模块充放电控制模块，用于通过判断桥臂电流的方向实现对电容的充放电，桥臂电流大于零时，选择电容电压较低的子模块进行充电；桥臂电流小于零时，选择电容电压较高的子模块进行放电。4.根据权利要求3所述的基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系统，其特征在于，所述子模块电容电压采用冒泡法排序，将上桥臂子模块导通个数Nup-i、下桥臂子模块导通个数Ndown-i，触发上桥臂子模块排序的信号CLKup-i、触发下桥臂子模块排序的信号CLKdown-i(i＝a、b、c)，采集到的每相上桥臂电流下桥臂电流以及每相桥臂上所有子模块电容电压分别输入六个冒泡法fortune程序模块中，输出得到触发基于MMC的三相变流器的各个子模块的信号。 -->5.根据权利要求2所述的基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系统，其特征在于，所述并联侧单相变流器控制模块，用于将三次谐波电流指令值Ish3ref与实际线路中的三次谐波电流值Ish3比较得到误差信号，再经过PI控制器后，经由PWM控制器得到并联侧单相变流器中IGBT的触发脉冲信号。6.根据权利要求2所述的基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系统，其特征在于，所述串联侧三次谐波控制模块用于将直流电容电压参考值分别与采集的实际值Vdcse1、Vdcse2、Vdcse3比较得到误差信号，分别通过PI控制器和晶闸管近似传递函数处理之后，生成各对应正弦调制波的三次谐波d轴参考分量Vd31、Vd32、Vd33，由于三次谐波q轴参考分量仅用于向系统注入无功功率，因此三次谐波q轴参考分量的控制信号设定为0，通过锁相环来跟踪对三次谐波电流得到其相位信号th3，然后连同三次谐波d轴参考分量和三次谐波q轴参考分量一起经过单相Park反变换模块，分别生成串联侧三次谐波控制模块的三次谐波参考信号ref31、ref32、ref33。7.根据权利要求2所述的基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系统，其特征在于，所述串联变流器有功功率无功功率控制模块用于将线路有功功率目标值PLref分别和各相线路上实际有功功率P1、P2、P3进行比较得到误差信号，经过PI控制器和晶闸管装置的传递函数处理之后生成基波q轴参考信号Vq11、Vq12、Vq13；相应的，无功功率采用类似控制之后最终得到基波d轴参考信号Vd11、Vd12、Vd13；结合锁相环元件对线路基频电压信号Vs锁相得到的相位信号，经过单相Park反变换之后得到各相对应基频的基波参考信号ref11、ref12、ref13。8.根据权利要求2所述的基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系统，其特征在于，所述串联侧控制模型中，为同时控制吸收三次谐波和发出基波，串联侧单相变流器由PWM波生成单元触发，各相对应单相变流器的调制波由各相基波参考信号ref11、ref12、ref13分别和三次谐波参考信号ref31、ref32、ref33叠加而成；各相对应单相变流器的调制波分别和三角载波tri输入PWM波生成单元进行比较并产生晶闸管驱动信号。9.一种权利要求2～8任一项所述的基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系统的建模方法，其特征在于，包括以下具体步骤：S1、搭建双回线输电系统仿真模型，设送电端电压为受电端电压为两条输电线路的总阻抗分别为XL1、XL2，送电端的Y-△变压器为Ts，受电端的Y-△变压器为Tr；S2、搭建基于MMC的分布式潮流控制器的串联侧变流器模型，串联侧变流器由多组结构相同的串联侧单相变流器串联布置于输电线路中；S3、搭建基于MMC的分布式潮流控制器的并联侧变流器模型，如图3所示，并联侧变流器模型包括并联侧基于MMC的三相变流器和并联侧单相变流器，并联侧基于MMC的三相变流器交流侧经变压器Tsh与交流母线相连接，并联侧基于MMC的三相变流器的三相各桥臂电路均由N个子模块串接而成，其中子模块均采用半桥结构；并联侧单相变流器采用传统DC/AC电路拓扑，并联侧单相变流器的直流侧与并联侧基于MMC的三相变流器耦合，并联侧单相变流器的交流侧与交流电网中Y-△变压器Ts的Y侧中性点接地线路串联耦合；S4、根据步骤S3搭建的并联侧变流器模型，搭建并联侧控制模型，所述并联侧控制模型包括并联侧基于MMC的三相变流器控制模块和并联侧单相变流器控制模块，并联侧基于MMC的三相变流器控制模块用于控制并联侧基于MMC的三相变流器，所述并联侧单相变流器控制模型用于控制并联侧单相变流器；S5、根据步骤S2搭建的串联侧变流器模型，搭建串联侧控制模型，所述串联侧控制模型包括串联侧三次谐波控制模块和串联变流器有功功率无功功率控制模块，串联侧三次谐波控制模块用于吸收并联侧发出的三次谐波来维持其自身直流电容电压稳定，串联变流器有功功率无功功率控制模块用于根据系统对基频有功功率需求的响应，产生相应的基频电压注入有功功率来控制线路有功功率；S6、完成模型及控制系统的搭建后，运行仿真并对结果进行分析。10.根据权利要求9所述的基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系统的建模方法，其特征在于，所述步骤S2搭建串联侧变流器模型时，设置多组串联侧单相变流器按照一定的时序依次启动，单个串联侧单相变流器直流电容充电时间为tdc，则各个串联侧单相变流器之间启动时间间隔Δtdc大于tdc。 -->

基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型、控制系统及建模方法

技术领域

本发明涉及拓扑结构优化后的分布式潮流控制器(DPFC)仿真建模领域，具体涉及
一种基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型、控制系统及建模方法。

背景技术

随着电力系统朝着坚强智能化大电网的方向发展，以电力电子变换器为基础的柔
性交流输电技术(Flexible AC Transmission System，FACTS)受到了研究人员越来越多的
关注。分布式潮流控制器(distributed power flow controller,DPFC)作为一种功能强
大，调节系统潮流最为灵活的FACTS装备，得到了广泛的研究。

传统的DPFC采用两电平或者三电平电压源型换流器拓扑，不能满足不同电压等级
的需要，这一方面增加了交流输电的成本，另一方面也增加了损耗，占地面积大，控制不灵
活。模块化多电平换流器(modular-multilevel-converter，MMC)的出现，其级联多电平特
性适合高压大功率的发展方向，为交流输电系统的高压、大容量应用带来新的契机。因此，
进行基于MMC的分布式潮流控制器电磁暂态建模，对推进DPFC工程化应用和系统稳定运行
具有十分重要的意义。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，针对传统DPFC采用两电平或者三电平电压源型换流
器拓扑存在的上述不足，提供一种基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型、控制
系统及建模方法，电磁暂态数学模型采用模块化设计，降低了子模块的开关频率，降低损
耗，减小占地面积；控制系统根据串联子模块个数来调整输出电平数，以适应不同电压等级
的要求，适用于柔性交流输电场合；提高输电效率，大大增加输电系统的经济效益。

本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案是：

基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型，该分布式潮流控制器包括由
并联侧基于MMC的三相变流器与并联侧单相变流器组成的并联侧变流器，以及由多组结构
相同的串联侧单相变流器构成的串联侧变流器；所述电磁暂态数学模型主要包括并联侧变
流器模型和串联侧变流器模型：

串联侧变流器模型中，多组串联侧单相变流器分布化布置于输电线路中(串联耦
合于A、B、C三相线路上)，吸收并联侧输出的三次谐波有功功率维持自身电容电压恒定，串
联侧单相变流器的直流侧电容电流Idcse与直流侧电容电压Vdcse以及串联侧电容Cse关系表
示如下：

CsedVdcse/dt＝Idcse(1)

串联侧单相变流器的交流侧基波电流电压与三次谐波电流电压共存(平均周期
内)，并共同作用于直流电容电流，因此又有

Idcse＝(1/mse,1+1/mse,3)(I1+I3) (2)

式(2)中，mse,1是基波电压的调制比，mse,3是三次谐波电压的调制比，I1是交流侧基
波电流，I3是三次谐波电流；

将(2)式代入式(1)，得

CsedVdcse/dt＝(1/mse,1+1/mse,3)(I1+I3) (3)

经abc→dq派克变换，得直流侧电容电压Vdcse如下式

式(4)中θ为输电线路送电端电压的相角θs与串联侧变流器触发相角的差，
mse1d是串联侧基波电压d轴分量调制比，mse1q是串联侧基波电压q轴分量调制比，mse3d是串联
侧三次谐波电压d轴分量调制比，mse3q是串联侧三次谐波电压q轴分量调制比，I1,d是基波电
流d轴分量，I1,q是基波电流q轴分量，I3,d是三次谐波电流d轴分量，I3,q是三次谐波电流q轴
分量；

由傅立叶原理，不同频次谐波乘积为零，式(4)写为

Vdcse＝(1/2)∫((1/mse1dI1,d+1/mse1qI1,q)+(1/mse3dI3,d+1/mse3qI3,q))dt (5)

并联侧变流器模型中，并联侧基于MMC的三相变流器交流侧经变压器Tsh与交流母
线相连接，并联侧基于MMC的三相变流器的三相各桥臂电路均由N个子模块串接而成，其中
子模块均采用半桥结构；并联侧单相变流器采用传统DC/AC电路拓扑，并联侧单相变流器的
直流侧与并联侧基于MMC的三相变流器耦合，并联侧单相变流器的交流侧与交流电网中Y-
△变压器Ts的Y侧中性点接地线路串联耦合，并联侧单相变流器输出(注入Y-△变压器Ts的
Y侧中性点)的三次谐波电流为

式(6)中，是并联侧单相变流器输出的三次谐波电流，Lsh3是等效电感，是并
联侧单相变流器输出的三次谐波电压；

且有

Vsh3＝msh3Vdcsh (7)

Vdcsh是并联侧基于MMC的三相变流器的直流侧电压，msh3是并联侧单相变流器交直
流两侧电压调制比；

对于并联侧基于MMC的三相变流器，令i＝a、b、c，则abc坐标系下并联侧基于MMC的
三相变流器的交流侧电流表示为：

式中，表示并联侧基于MMC的三相变流器单相的下桥臂电流，表示并联
侧基于MMC的三相变流器单相的上桥臂电流；

又根据电容电流电压之间的关系，得出：

式中Csh,sm表示子模块电容值；Vsh,sm,up表示上桥臂投入的子模块的电容电压；
Vsh,sm,down表示下桥臂投入的子模块的电容电压；

将式(9)、式(10)代入式(8)中，得：

对于N+1电平(交流侧生成的阶梯波)，有：

式中，Ki为上桥臂第i个子模块的运行状态，Ki＝0时子模块旁路，Ki＝1时子模块投
入；Kj为下桥臂第j个子模块的运行状态，Kj＝0时子模块旁路，Kj＝1时子模块投入；Vsh,sm,i
表示上桥臂的电容电压，i＝1，2…N/2；Vsh,sm,j表示下桥臂的电容电压，j＝1，2…N/2；

式(12)也表示成：

本发明还提供了一种基于上述电磁暂态数学模型的控制系统，包括并联侧控制模
型和串联侧控制模型，所述并联侧控制模型包括并联侧基于MMC的三相变流器控制模块和
并联侧单相变流器控制模块，并联侧基于MMC的三相变流器控制模块用于控制并联侧基于
MMC的三相变流器，所述并联侧单相变流器控制模块用于控制并联侧单相变流器；所述串联
侧控制模型包括串联侧三次谐波控制模块和串联变流器有功功率无功功率控制模块，串联
侧三次谐波控制模块用于吸收并联侧发出的三次谐波来维持其自身直流电容电压稳定，串
联变流器有功功率无功功率控制模块用于根据系统对基频有功功率需求的响应，产生相应
的基频电压注入有功功率来控制线路有功功率。

按上述方案，所述并联侧基于MMC的三相变流器控制模块主要包括调制波生成模
块、环流抑制模块、子模块导通个数计算以及导通个数改变后的触发模块和子模块充放电
控制模块：

调制波生成模块，包括电压外环控制模块、电流内环前馈解耦模块，电压外环控制
模块用于将输入的直流侧电压给定指令值Vdcshref和系统无功潮流给定指令值Qref分别与实
际值作差后，生成系统线路电流d轴有功参考分量Idref与q轴无功参考分量Iqref；电流内环前
馈解耦模块用于将系统线路电流d轴有功参考分量Idref、q轴无功参考分量Iqref分别与采集
到的实际电压电流经过dq变换后的量作差并经过PI调节器处理后，再通过两相旋转到三相
静止坐标系变换，得到三相电压调制波参考值

环流抑制模块用于分别采集基于MMC的三相变流器中的上桥臂电流值下桥臂
电流值求矢量和并乘以1/2后，分别得到三相环流实际值，经过三相静止到两相旋转
坐标系变换得到dq分量Icird、Icirq，再将其Icird、Icirq与电流dq分量目标值Icirdref、Icirqref作
差并经过PI调节器处理后，d轴得到的值消掉与q轴相关的耦合量，q轴得到的值消掉与d轴
相关的耦合量，实现dq解耦后通过两相旋转到三相静止坐标系变换，得到三相环流电压补
偿量

子模块导通个数计算以及导通个数改变后的触发模块，用于将直流侧电压给定指
令值Vdcshref乘以1/2后减去三相环流电压补偿量再减去三相电压调制波
参考值得到三相上桥臂参考电压以及将直流
侧给定电压给定指令值Vdcshref乘以1/2后减去三相环流电压补偿量
再加上三相电压调制波参考值得到三相下桥臂参考电压
分别用三相上桥臂参考电压、三相下桥臂参考电压除以子模块电容
电压平均值Vdcshref/N，即得到每相上桥臂子模块导通个数Nup-i、下桥臂子模块导通个数
Ndown-i(i＝a、b、c)；将得到的上桥臂子模块导通个数、下桥臂子模块导通个数经过取整以及
微分环节后，得到当导通个数发生改变后，触发上桥臂子模块排序的信号CLKup-i、触发下桥
臂子模块排序的信号CLKdown-i(i＝a、b、c)，对子模块电容电压进行重新排序；

子模块充放电控制模块，用于通过判断桥臂电流的方向实现对电容的充放电，桥
臂电流大于零时，选择电容电压较低的子模块进行充电；桥臂电流小于零时，选择电容电压
较高的子模块进行放电。

按上述方案，所述子模块电容电压采用冒泡法排序，将上桥臂子模块导通个数
Nup-i、下桥臂子模块导通个数Ndown-i，触发上桥臂子模块排序的信号CLKup-i、触发下桥臂子模
块排序的信号CLKdown-i(i＝a、b、c)，采集到的每相上桥臂电流下桥臂电流
以及每相桥臂上所有子模块电容电压分别输入六个冒泡法fortune程序
模块中，输出得到触发基于MMC的三相变流器的各个子模块的信号。

按上述方案，所述并联侧单相变流器控制模块，用于将三次谐波电流指令值Ish3ref
(由线路有功功率目标值PLref以及有功功率PL控制)与实际线路中的三次谐波电流值Ish3比
较得到误差信号，再经过PI控制器后，经由PWM控制器得到并联侧单相变流器中IGBT的触发
脉冲信号。

按上述方案，所述串联侧三次谐波控制模块(串联侧控制模型的主要控制模块)用
于将直流电容电压参考值分别与采集的实际值Vdcse1、Vdcse2、Vdcse3比较得到误差信号，
分别通过PI控制器和晶闸管近似传递函数处理之后，生成各对应正弦调制波的三次谐波d
轴参考分量Vd31、Vd32、Vd33，由于三次谐波q轴参考分量仅用于向系统注入无功功率，因此三
次谐波q轴参考分量的控制信号设定为0，通过锁相环来跟踪对三次谐波电流得到其相位信
号th3，然后连同三次谐波d轴参考分量和三次谐波q轴参考分量一起经过单相Park反变换
模块，分别生成串联侧三次谐波控制模块的三次谐波参考信号ref31、ref32、ref33(吸收并联
侧发出的三次谐波来维持其自身直流电容电压稳定)。

按上述方案，所述串联变流器有功功率无功功率控制模块用于将线路有功功率目
标值PLref分别和各相线路上实际有功功率P1、P2、P3(P1+P2+P3＝PL)进行比较得到误差信号，
经过PI控制器和晶闸管装置的传递函数处理之后生成基波q轴参考信号Vq11、Vq12、Vq13；相应
的，无功功率采用类似控制之后最终得到基波d轴参考信号Vd11、Vd12、Vd13；结合锁相环元件
对线路基频电压信号Vs锁相得到的相位信号，经过单相Park反变换之后得到各相对应基频
的基波参考信号ref11、ref12、ref13(注入有功功率来控制线路有功功率)。

按上述方案，所述串联侧控制模型中，为同时控制吸收三次谐波和发出基波，串联
侧其特征在于，变流器由PWM波生成单元触发，各相对应单相变流器的调制波由各相基波参
考信号ref11、ref12、ref13分别和三次谐波参考信号ref31、ref32、ref33叠加而成；各相对应单
相变流器的调制波分别和三角载波tri输入PWM波生成单元进行比较并产生晶闸管驱动信
号。

本发明还提供了一种基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系
统的建模方法，包括以下具体步骤：

S1、搭建双回线输电系统仿真模型，设送电端电压为受电端电压为两条输电
线路的总阻抗分别为XL1、XL2，送电端(首端)的Y-△变压器为Ts，受电端(末端)的Y-△变压
器为Tr；

S2、搭建基于MMC的分布式潮流控制器的串联侧变流器模型，串联侧变流器由多组
结构相同的串联侧单相变流器串联布置于输电线路中；

S3、搭建基于MMC的分布式潮流控制器的并联侧变流器模型，并联侧变流器模型包
括并联侧基于MMC的三相变流器和并联侧单相变流器，并联侧基于MMC的三相变流器交流侧
经变压器Tsh与交流母线相连接，并联侧基于MMC的三相变流器的三相各桥臂电路均由N个子
模块串接而成，其中子模块均采用半桥结构；并联侧单相变流器采用传统DC/AC电路拓扑，
并联侧单相变流器的直流侧与并联侧基于MMC的三相变流器耦合，并联侧单相变流器的交
流侧与交流电网中Y-△变压器Ts的Y侧中性点接地线路串联耦合；

S4、根据步骤S3搭建的并联侧变流器模型，搭建并联侧控制模型，所述并联侧控制
模型包括并联侧基于MMC的三相变流器控制模块和并联侧单相变流器控制模块，并联侧基
于MMC的三相变流器控制模块用于控制并联侧基于MMC的三相变流器，所述并联侧单相变流
器控制模型用于控制并联侧单相变流器；

S5、根据步骤S2搭建的串联侧变流器模型，搭建串联侧控制模型，所述串联侧控制
模型包括串联侧三次谐波控制模块和串联变流器有功功率无功功率控制模块，串联侧三次
谐波控制模块用于吸收并联侧发出的三次谐波来维持其自身直流电容电压稳定，串联变流
器有功功率无功功率控制模块用于根据系统对基频有功功率需求的响应，产生相应的基频
电压注入有功功率来控制线路有功功率；

S6、完成模型及控制系统的搭建后，运行仿真并对结果进行分析。

按上述方案，所述步骤S2搭建串联侧变流器模型时，设置多组串联侧单相变流器
按照一定的时序依次启动，单个串联侧单相变流器直流电容充电时间为tdc，则各个串联侧
单相变流器之间启动时间间隔Δtdc大于tdc。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

1、本发明将传统的分布式潮流控制器并联侧的三相变流器，用模块化多电平换流
器(MMC)取代，形成一个新的基于模块化多电平的分布式潮流控制器模型，模块化多电平换
流器的出现，其级联多电平特性适合高压大功率的发展方向，为交流输电系统的高压、大容
量应用带来新的契机，基于MMC的分布式潮流控制器有谐波特性好、易于模块化设计、体积
紧凑和不需要器件直接串联等优点，降低了子模块的开关频率；

2、控制系统根据串联子模块个数来调整输出电平数，以适应不同电压等级的要
求，适用于柔性交流输电场合；有助于提高输电效率，大大增加了输电系统的经济效益；

3、本发明尤其适用于高压大容量的输电领域，可以提高线路输电容量，改善系统
暂态稳定，优化潮流降低网络损耗；减小占地面积。

附图说明

图1为本发明基于MMC的分布式潮流控制器的整体拓扑结构图；

图2为本发明单个串联侧单相变流器模型示意图；

图3为本发明并联侧变流器模型示意图；

图4为本发明并联侧基于MMC的三相变流器控制模块框图；

图5为图4中电流内环前馈解耦模块框图；

图6是图4中环流抑制模块框图；

图7是子模块电容电压采用冒泡法排序流程图；

图8是本发明并联侧单相变流器控制模块框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进一步的描述。

本发明实施例所述的基于MMC的分布式潮流控制器的电磁暂态数学模型的控制系
统的建模方法，包括以下具体步骤：

S1、利用PSCAD/EMTDC仿真平台来搭建双回线输电系统仿真模型，设送电端电压为
受电端电压为两条输电线路(线路1和线路2)的总阻抗分别为XL1、XL2，送电端(首端)
的Y-△变压器为Ts，受电端(末端)的Y-△变压器为Tr，如图1所示；

给定输电系统线路上的各元件参数如下：

两条输电线路的等效阻抗相等，且有ZL＝XL1＝XL2＝2.79+j12.7Ω；

送电端电压的额定电压(线电压有效值)为242kV，由于是首端电压所以在220kV
的电压等级上留有一定的裕量，初相角8.7°；受电端电压(末端电压)的额定电压为
230kV，初相角0°；两条输电线路上的变压器变比均为230KV/230KV，容量为500MVA，采用Y-
△接法(Y侧中性点接地)；

S2、利用PSCAD/EMTDC仿真平台来搭建基于MMC的分布式潮流控制器的串联侧变流
器模型，如图2所示，串联侧变流器由多组结构相同的串联侧单相变流器串联布置于输电线
路中；

S3、利用PSCAD/EMTDC仿真平台来搭建基于MMC的分布式潮流控制器的并联侧变流
器模型，如图3所示，并联侧变流器模型包括并联侧基于MMC的三相变流器和并联侧单相变
流器，并联侧基于MMC的三相变流器交流侧经变压器Tsh与交流母线相连接，之间设有启动电
阻R0，用以抑制变流器在启动时的冲击电流，并联侧基于MMC的三相变流器的三相各桥臂电
路均由N个子模块串接而成，其中子模块均采用半桥结构；并联侧单相变流器采用传统DC/
AC电路拓扑，并联侧单相变流器的直流侧与并联侧基于MMC的三相变流器耦合，并联侧单相
变流器的交流侧与交流电网中Y-△变压器Ts的Y侧中性点接地线路串联耦合；

S4、根据步骤S3搭建的并联侧变流器模型，搭建并联侧控制模型，所述并联侧控制
模型包括并联侧基于MMC的三相变流器控制模块和并联侧单相变流器控制模块，并联侧基
于MMC的三相变流器控制模块用于控制并联侧基于MMC的三相变流器，所述并联侧单相变流
器控制模型用于控制并联侧单相变流器；

S5、根据步骤S2搭建的串联侧变流器模型，搭建串联侧控制模型，所述串联侧控制
模型包括串联侧三次谐波控制模块和串联变流器有功功率无功功率控制模块，串联侧三次
谐波控制模块用于吸收并联侧发出的三次谐波来维持其自身直流电容电压稳定，串联变流
器有功功率无功功率控制模块用于根据系统对基频有功功率需求的响应，产生相应的基频
电压注入有功功率来控制线路有功功率；

S6、利用PSCAD/EMTDC仿真平台完成模型及控制系统的搭建后，运行仿真并对结果
进行分析。

如图4所示，步骤S4中，并联侧基于MMC的三相变流器控制模块主要包括调制波生
成模块、环流抑制模块、子模块导通个数计算以及导通个数改变后的触发模块和子模块充
放电控制模块：

调制波生成模块，包括电压外环控制模块、电流内环前馈解耦模块，电压外环控制
模块将输入的直流侧电压给定指令值Vdcshref和系统无功潮流给定指令值Qref分别与实际值
作差后，生成系统线路电流d轴有功参考分量Idref与q轴无功参考分量Iqref，与采集到的实际
电压电流经过dq变换后的量，一起输入电流内环前馈解耦模块；电流内环前馈解耦模块如
图5所示，将系统线路电流d轴有功参考分量Idref、q轴无功参考分量Iqref分别与采集到的实
际电压电流经过dq变换后的量作差并经过PI调节器处理后，再通过两相旋转到三相静止坐
标系变换，得到三相电压调制波参考值

如图6所示，环流抑制模块分别采集基于MMC的三相变流器中的上桥臂电流值
下桥臂电流值求矢量和并乘以1/2后，分别得到三相环流实际值，经过三相静止到两
相旋转坐标系变换得到dq分量Icird、Icirq，再将其Icird、Icirq与电流dq分量目标值Icirdref、
Icirqref作差并经过PI调节器处理后，d轴得到的值消掉与q轴相关的耦合量，q轴得到的值消
掉与d轴相关的耦合量，实现dq解耦后通过两相旋转到三相静止坐标系变换，得到三相环流
电压补偿量

子模块导通个数计算以及导通个数改变后的触发模块将直流侧电压给定指令值
Vdcshref乘以1/2后减去三相环流电压补偿量再减去三相电压调制波参考
值得到三相上桥臂参考电压以及将直流侧给
定电压给定指令值Vdcshref乘以1/2后减去三相环流电压补偿量再
加上三相电压调制波参考值得到三相下桥臂参考电压
分别用三相上桥臂参考电压、三相下桥臂参考电压除以子模块电容
电压平均值Vdcshref/N，即得到每相上桥臂子模块导通个数Nup-i、下桥臂子模块导通个数
Ndown-i(i＝a、b、c)；将得到的上桥臂子模块导通个数、下桥臂子模块导通个数经过取整以及
微分环节后，得到当导通个数发生改变后，触发上桥臂子模块排序的信号CLKup-i、触发下桥
臂子模块排序的信号CLKdown-i(i＝a、b、c)，对子模块电容电压进行重新排序；当子模块导通
个数发生变化时，其微分值会很大，从而可以进行触发；

子模块充放电控制模块通过判断桥臂电流的方向实现对电容的充放电，桥臂电流
大于零时，选择电容电压较低的子模块进行充电；桥臂电流小于零时，选择电容电压较高的
子模块进行放电。

如图7所示，子模块电容电压采用冒泡法排序，将上桥臂子模块导通个数Nup-i、下
桥臂子模块导通个数Ndown-i，触发上桥臂子模块排序的信号CLKup-i、触发下桥臂子模块排序
的信号CLKdown-i(i＝a、b、c)，采集到的每相上桥臂电流下桥臂电流
以及每相桥臂上所有子模块电容电压分别输入六个冒泡法fortune程
序模块中，输出得到触发基于MMC的三相变流器的各个子模块的信号。

如图8所示，步骤S4中，并联侧单相变流器控制模块将三次谐波电流指令值Ish3ref
(由线路有功功率目标值PLref以及有功功率PL控制)与实际线路中的三次谐波电流值Ish3比
较得到误差信号，再经过PI控制器后，经由PWM控制器得到并联侧单相变流器中IGBT的触发
脉冲信号。

步骤S5中，串联侧三次谐波控制模块是串联侧控制模型的主要控制模块，将直流
电容电压参考值分别与采集的实际值Vdcse1、Vdcse2、Vdcse3比较得到误差信号，分别通过
PI控制器和晶闸管近似传递函数处理之后，生成各对应正弦调制波的三次谐波d轴参考分
量Vd31、Vd32、Vd33，由于三次谐波q轴参考分量仅用于向系统注入无功功率，因此三次谐波q轴
参考分量的控制信号设定为0，通过锁相环来跟踪对三次谐波电流得到其相位信号th3，然
后连同三次谐波d轴参考分量和三次谐波q轴参考分量一起经过单相Park反变换模块，分别
生成串联侧三次谐波控制模块的三次谐波参考信号ref31、ref32、ref33(吸收并联侧发出的
三次谐波来维持其自身直流电容电压稳定)。

步骤S5中，串联变流器有功功率无功功率控制模块将线路有功功率目标值PLref分
别和各相线路上实际有功功率P1、P2、P3(P1+P2+P3＝PL)进行比较得到误差信号，经过PI控制
器和晶闸管装置的传递函数处理之后生成基波q轴参考信号Vq11、Vq12、Vq13；相应的，无功功
率采用类似控制之后最终得到基波d轴参考信号Vd11、Vd12、Vd13；结合锁相环元件对线路基频
电压信号Vs锁相得到的相位信号，经过单相Park反变换之后得到各相对应基频的基波参考
信号ref11、ref12、ref13(注入有功功率来控制线路有功功率)。

串联侧控制模型中，为同时控制吸收三次谐波和发出基波，串联侧单相变流器由
PWM波生成单元触发，各相对应单相变流器的调制波由各相基波参考信号ref11、ref12、ref13
分别和三次谐波参考信号ref31、ref32、ref33叠加而成；各相对应单相变流器的调制波分别
和三角载波tri输入PWM波生成单元进行比较并产生晶闸管驱动信号。

本发明在PSCAD/EMTDC仿真环境下搭建多个串联侧变流器模型，考虑到仿真效率，
在不影响观测分布式潮流控制器控制效果的前提下，在仿真中使用三组串联侧单相变流
器，分别为串联侧单相变流器1、串联侧单相变流器2、串联侧单相变流器3，为防止分布式潮
流控制多个串联侧同时启动而引起线路电流总谐波畸变，建模时，设置串联侧单相变流器
1、串联侧单相变流器2、串联侧单相变流器3按照一定的时序依次启动，单个串联侧单相变
流器直流电容充电时间为tdc，则串联侧单相变流器1、串联侧单相变流器2、串联侧单相变流
器3之间启动时间间隔Δtdc大于tdc。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和
原则之类，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。