一种电容网络型准Z源变换器技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种电容网络型准Z源变换器。
背景技术
Z源变换器是电力电子领域中DC-DC变换器的一个重要研究对象，它不仅可以进行
升降压变换，而且电路结构简单。但传统的Z源变换器在实际应用过程中存在增益不够高、
输出功率小、器件应力较大等缺点，其应用具有一定的局限性。
发明内容
为了克服上述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种电容网络型准Z源变
换器，具有更高的增益。
为了达到上述目的，本发明采取的技术方案为：
一种电容网络型准Z源变换器，包括电压源VS，电压源VS的正极与第一二极管D1的
阳极连接，第一二极管D1的阴极分别与第一电感L1的一端、第一电容C1的正极连接；电压源
VS的负极分别与第二电感L2的一端、第二电容C2的负极连接；第一电感L1的另一端分别与第
二电容C2的正极、全控型器件IGBT的集电极、第二二极管D2的阳极、第三电容C3的正极连接；
第二电感L2的另一端分别与第一电容C1的负极、全控型器件IGBT的发射极、第三二极管D3的
阴极、第四电容C4的负极连接；第二二极管D2的阴极分别与第四电容C4的正极、第三电感L3
的一端连接；第三二极管D3的阳极分别与第三电容C3的负极、第五电容C5的负极、输出负载
RL的负极连接；第三电感L3的另一端分别与第五电容C5的正极、输出负载RL的正极连接；第
一二极管D1、第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2和全控型器件IGBT构成Z源阻
抗网络；第二二极管D2、第三二极管D3、第三电容C3、第四电容C4构成电容二极管网络；
第一电感L1与第二电感L2的电感量相等，第一电容C1与第二电容C2的电容值相等，
第三电容C3与第四电容C4的电容值相等。
所述的第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4均为用于储能的电解电
容。
所述的第五电容C5为用于滤波的电解电容。
本发明的有益效果为：
本发明在Z源阻抗网络基础上增加了电容二极管网络，改变其电路结构，便可得到
很明显的增益效果。本发明电路适用无刷直流电动机控制系统和其他一些要求输入功率较
大、增益较高的场合。
附图说明
图1为本发明的电路图。
图2为图1中所示电路在IGBT关断时的等效电路图，图中实线表示变换器中有电流
流过的部分，虚线表示变换器中无电流流过的部分。
图3为图1中所示电路在IGBT开通时的等效电路图，图中实线表示变换器中有电流
流过的部分，虚线表示变换器中无电流流过的部分。
图4为本发明的工作波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
参照图1，一种电容网络型准Z源变换器，包括电压源VS，电压源VS的正极与第一二
极管D1的阳极连接，第一二极管D1的阴极分别与第一电感L1的一端、第一电容C1的正极连
接；电压源VS的负极分别与第二电感L2的一端、第二电容C2的负极连接；第一电感L1的另一
端分别与第二电容C2的正极、全控型器件IGBT的集电极、第二二极管D2的阳极、第三电容C3
的正极连接；第二电感L2的另一端分别与第一电容C1的负极、全控型器件IGBT的发射极、第
三二极管D3的阴极、第四电容C4的负极连接；第二二极管D2的阴极分别与第四电容C4的正
极、第三电感L3的一端连接；第三二极管D3的阳极分别与第三电容C3的负极、第五电容C5的
负极、输出负载RL的负极连接；第三电感L3的另一端分别与第五电容C5的正极、输出负载RL
的正极连接；第一二极管D1、第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2和全控型器件
IGBT构成Z源阻抗网络；第二二极管D2、第三二极管D3、第三电容C3、第四电容C4构成电容二
极管网络；
第一电感L1与第二电感L2的电感量相等，第一电容C1与第二电容C2的电容值相等，
第三电容C3与第四电容C4的电容值相等。
所述的第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4均为用于储能的电解电
容。
所述的第五电容C5为用于滤波的电解电容。
本发明的工作原理为：
阶段1，如图2所示：全控型器件IGBT关断时，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二
极管D3正向导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3协助第一二极管D1的输入电压源VS对
输出负载RL供电，第三电感L3的电流增大。
阶段2，如图3所示：全控型器件IGBT开通时，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二
极管D3反偏截止，电压源VS的电压无法送至输出负载RL，此时输出负载RL的电源由第三电容
C3、第四电容C4提供，第三电感L3的电流减小。
假设全控型器件IGBT的导通时间为Ton，关断时间为Toff，开关周期为T，占空比D＝
Ton/T。全控型器件IGBT在一个开关周期T内的导通时间也可表示为DT，关断时间也可表示为
(1－D)T。由于本发明电路的结构具有对称性，即第一电感L1与第二电感L2的电感量相等，第
一电容C1与第二电容C2的电容值相等，第三电容C3与第四电容C4的电容值相等。因此，vL1＝
vL2＝vL，vC1＝vC2＝vC，vC3＝vC4＝vCC，vL1、vL2、vC1、vC2、vC3、vC4分别是第一电感L1、第二电感L2、
第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4的电压，从而设定vL、vC为Z源阻抗网络的
电感电压和电容电压，vCC为电容二极管网络的电容电压；设定vL3是第三电感L3的电压，vm是
全控型器件IGBT两端的电压，vo是输出负载RL两端的电压。
当准Z源变换器进入稳态工作后，推导准变换器的输出输入增益比，可分为以下三
步进行推导：
第一步：先推导Z源阻抗网络增益比，即Z源阻抗网络中全控型器件IGBT两端的平
均电压Vm与电压源VS之间的关系：
全控型器件IGBT断开期间，第一二极管D1导通，电压源VS与第一电感L1、第二电容
C2串联，电压源VS与第一电容C1、第二电感L2串联，因此有公式：
vL＝VS－vC (1)
同时，全控型器件IGBT两端的电压vm等于Z源阻抗网络的电容电压vC为与电感电压
vL之差，因此有公式：
vm＝vC－vL (2)
把(1)式带入(2)式，可得：
vm＝2vC－VS (3)
全控型器件IGBT导通期间，第一二极管D1关断，第一电感L1与第一电容C1串联，第
二电容C2与第二电感L2串联，因此有公式：
vL＝vC (4)
同时，全控型器件IGBT两端的电压vm为0，即：
vm＝0 (5)
由伏秒平衡原理可知，电感在一个开关周期的平均电压为0，联立式(1)、式(4)，可
得：
因此，可得到Z源阻抗网络的电容电压VC与电压源VS之间的关系表达式为：
联立式(3)、式(5)推导一个开关周期T内全控型器件IGBT两端的平均电压Vm：
把(8)式带入(9)式，可得到Z源阻抗网络中全控型器件IGBT两端的平均电压Vm与
电压源VS之间的关系表达式为：
第二步：再推导电容二极管网络增益比，即输出平均电压Vo与全控型器件IGBT两
端的平均电压Vm之间的关系：
全控型器件IGBT断开期间，第三电感L3与输出负载RL串联，因此有公式：
vL3＝vm－vo (11)
同时，全控型器件IGBT两端的电压vm等于电容二极管网络的电容电压vCC，因此有
公式：
vm＝vCC (12)
把(12)式带入(11)式，可得：
vL3＝vCC－vo (13)
全控型器件IGBT导通期间，第三电容C3、第四电容C4、第三电感L3、输出负载RL串
联，因此有公式：
vL3＝2vCC－vo (14)
此时，全控型器件IGBT两端的电压vm为0，即：
vm＝0 (15)
联立式(12)、式(15)推导一个开关周期T内全控型器件IGBT两端的平均电压Vm：
因此，可得到电容二极管网络的电容电压VCC与I全控型器件IGBT两端的平均电压
Vm之间的关系：
由伏秒平衡原理可知，第三电感L3在一个开关周期的平均电压为0，联立式(13)、
式(14)，可得：
由式(17)、式(18)可得输出平均电压Vo与全控型器件IGBT两端的平均电压Vm之间
的关系：
第三步：最后推导准变换器的输出输入增益比，将式(10)代入式(19)可得到输出
负载RL两端的电压VO与输入电压源VS之间的关系：
因此，由式(20)可以看出，本发明一种电容网络型准Z源变换器，当占空比小于0.5
时，变换器起升压作用；当占空比大于0.5时，变换器起降压作用。
参照图4，在正常占空比范围内，即当占空比大于0.3小于0.5时，相对传统Z源变换
器，该发明一种电容网络型准Z源变换器的增益比更大，升压效果明显。由此可见，本发明可
获得比传统Z源变换器更高的增益。