数据或信息的再现或记录设备 本发明涉及具有光电检测器及数字误差信号和估值信号处理器的数据或信息的再现或记录设备，使用光扫描器件，从记录媒体的数据光道读取数据或信息，或者在记录媒体的光道中记录数据或信息，其过程是，光束用聚焦管理电路聚焦在记录媒体上，并用光道管理电路沿着数据光道引导，从记录媒体发射的光束被反射到光电检测器上。
在数据或信息的再现或记录设备中，使用光扫描器件，从记录媒体的数据光道读取数据或信息，或者在记录媒体的光道中记录数据或信息，光束或激光束用聚焦管理电路聚焦在记录媒体上，并用光道管理电路引导在记录媒体的数据光道上。该类型的设备，诸如CD播放机、DVD播放机、数据或信息的再现或记录的磁光设备、DRAW盘的记录和重现设备或视频光盘播放机，其光扫描器件有一激光二极管、一个或多个透镜、一棱镜类型的分光器、一衍射光栅(可能有)和一光电检测器。光扫描器件，即所谓的光拾取器的结构和功能在《电子部件和应用》1984年6卷第4册，209-215页进行了描述。
由激光二极管发射地光束利用透镜被聚焦在记录媒体上，从记录媒体反射到光电检测器上。存储在记录媒体上的数据或信息以及用于聚焦和用于光道管理电路的实际值或误差信号，从光电检测器的输出信号获得。人们通常已经知道将数字伺服处理器用于聚焦和光道管理。由于聚焦和光道管理电路的误差信号与数据信号相比频率较低，音频技术中公知的模/数转换器可以用于误差信号的模/数转换。由光电检测器提供的模拟高频信号的过零点，使用脉冲形成器检测，产生数字数据信号。另外，由于数据或高频信号的数字化需要那种用于视频场合的快速模/数转换器，所谓估值信号，比如镜像信号或故障信号从光电检测器提供的高频信号中导出，该估值信号，除了数字伺服处理器外，仅使用模拟电路装置频繁地产生。如果仅因为从CD中由光电检测器检测的高频信号的带宽，数字音频技术中公知类型的转换器不能使用。由于高频信号的整个带宽必须被数字化，这是成本高的，在有多个扫描速度的设备中需要大的开支。在另一方面，从数据信号或高频信号的轮廓导出的信息，对于识别高频信号中的异常的原因有较高的重要性，因而对于重现或记录设备的可靠功能是不可或缺的，该原因例如有可能是光道改变或故障。举例来说，为了能够区别扫描光束是否位于数据光道上或数据光道之间，由于光道误差信号在两种情况下都是等于零，所以需要镜像信号。因而，数字估值信号处理器的优点被用于射频频带或视频场合的模/数转换器的高成本所抵销。
本发明的目的是提供一种数据或信息的再现或记录设备，尽管要有数字估值信号处理和显著的适应不同扫描速度的能力，但而只需很少开支。
本发明的第一个方面是，用公知的音频技术的模/数转换器来产生数字估值信号，即使数据或高频信号的数据速率需要射频频带或视频信号频带的模/数转换器。
音频频带的模/数转换器需要较低的开支。然而，因为即使用单个扫描速度的光电检测器从CD检测的高频信号的带宽，数字音频技术的转换器类型不能被使用。通过不是直接把高频信号而是把高频信号的至少一个包络供给模/数转换器，音频频带的模/数转换器仍可以用于产生数字估值信号。由于包络信号比高频信号的带宽小的多，公知的音频技术的模/数转换器可以被用于数字估值信号的产生，数字估值信号处理的优势仍可以被利用。所以，它是包括了模拟前置放大器、音频频带的模/数转换器和数字处理器的有利的混合方案。
本发明的另一个方面是仅使用一个模/数转换器，连同带有光电检测器和数字误差信号和估值信号处理器的数据或信息的再现或记录设备的数字信号处理器。为此，两个误差信号和至少一个从记录媒体检测的高频信号的包络信号经多路复用器提供给视频信号频带的模/数转换器。在这一情况下，模拟包络检测器最好具有和由光电检测器检测的数据信号的最低的高频相匹配的时间常数。由于由光电检测器检测的数据信号包含涉及位置、长度或信息信号的内容的附加细节，该附加细节在另外的信号处理级中被分离出来，由光电检测器检测的数据或高频信号的频率通常高于信息信号的频率。不顾形成包络信号的数据信号模拟预处理，一个或多个估值信号，举例来说诸如镜像或故障信号的各种参数通常是以自动的方式在数字域内调节。这导致了可以使用不同记录媒体和扫描速度的设备的高的灵活性。本发明所基于的原理是，尽管要进行包括镜像和故障信号的所有伺服信号的数字信号处理，但仅使用低频的模拟信号，结果是可以使用窄带模/数转换器或视频频带的模/数转换器，所有对于数字误差和估值信号产生必需的信号经多路复用器提供给所述转换器。举例来说，为了能够区别故障和光道改变，为了调整伺服控制环的增益，为了标注不正确的数据信号或为了直接计数光道穿越的数目，利用从高频数据信号导出的至少一个包络信号在数字化之前实际形成的事实，高频数据信号可以被数字估值或信号处理。然而，为了保证高准确性和灵活性，在数字域提供了包络信号的估值。尽管对由重现或记录设备的光电检测器检测的不同光记录媒体而言，设备的数据速率，这里称为输入频率具有大的带宽，但是控制和信号处理是用窄带信号实现的。由光电检测器从记录媒体检测的数据或高频信号，仅其包络线被数字化，以便形成估值信号。使用模拟电路从数据或高频信号形成包络信号，举例来说，该模拟电路包括整流器和以定义的方式充电和放电的电容器。原理上，所提出的数据的再现或记录设备，不管数字估值信号处理，只需要小的开支，它独立于包络信号产生的方式。
尽管如此，给出了两种电路配置，可以用于以有益的方式产生包络信号。
所提出的第一种电路配置能够检测高频信号的上部和下部包络线。其特别为上部和下部包络信号不能被同时处理，而是要先后处理的情况提供。包络信号产生的第一种电路配置的原理是使用检测的高频信号以便经充电和放电电路驱动积分器级，该积分器级最好由两晶体管、一个电容器和一个电流源形成，其控制晶体管连接到基极电流补偿电路。利用积分器级形成的包络信号利用射极跟随器被耦合出来，同时用作充电或放电电路中的比较信号。为了形成上部和下部包络线，积分器级的输入和输出被有选择地连接到上部或下部包络线的充电或放电电路。这意味着，对形成上部和下部包络线仅需要一个积分器级，该积分器级被多次使用。为了同时提供上部和下部包络信号，提出了第二种电路配置，其区别于第一种电路配置之处仅仅是提供了第二个积分器级，结果是上部和下部包络信号可以是同时不断获得的。尽管有由记录媒体的类型和其重放速度决定的不同的输入频率，可以使用与包络信号的形成有关的统一时间常数。在数字域内对所述包络进行估值的过程中，可以考虑与输入频率精确匹配的理想包络线的偏移。由于所有所涉及的是包络检测器的时间常数的选择，该信号不必在模拟域内被估值，所以可以同样用小的开支，提供包络检测器，其不同时间常数由例如数字处理器经IIC总线来设定。
在连接到模/数转换器的处理器中的误差和估值信号的数字信号处理在此不详细讨论，由于在这方面的方案已公知且本发明不依赖于数字信号处理顺流的种类。对数字误差信号和估值信号处理必需的所有信号，在误差和包络信号的模/数转换后，对处理器是可用的。
下面参考附图详细解释本发明，附图中：
图1示出DVD播放机的输入电路的方框图；
图2示出有包络线选择装置的输入电路的方框图；
图3示出有包络线EV的数据信号HF的示意图；
图4示出有包络发生装置的输入电路的方框图；
图5示出由光电检测器提供的缺项(lacuna)信号的示意图；
图6示出不受干扰的数据信号HF的轮廓的示意图；
图7示出在光道跳转过程中不受干扰的数据信号HF的轮廓的示意图；
图8示出由于污染物或振动而受干扰的数据信号HF的轮廓的示意图；
图9示出由于污染物或振动而受干扰的数据信号HF的轮廓的示意图；
图10示出模拟估值信号措施的公知电路配置的示意图；
图11示出包络检测器的电路配置；和
图12示出包络检测器的功能电路图。
图1中所示的DVD播放机的输入电路的方框图包含光电检测器PD、模拟前置放大器单元PRE、数据解码器DD和伺服处理器SP。简写DVD表示数字通用盘，DVD播放机通常提供用于各种扫描速度的数据或信息的重放或记录。
模拟前置放大器单元PRE包含前置放大器AMP、数据信号发生级DSG、伺服信号发生级SSG、包络检测器ED和总线接口BI，伺服处理器SP包含多路复用器MPL、模/数转换器ADC、定时控制单元TC和处理器PRZ，处理器PRZ产生镜像信号MI和故障信号DE。另外，处理器PRZ经串行总线连接到模拟前置放大器单元PRE的总线接口BI。
比如以与图5一致的公知方式构造光电检测器PD。它包括四个光电二极管A、B、C和D结合在一起形成正方形。从记录媒体反射和聚焦在四个光电二极管A、B、C和D上的光束，在光电检测器中产生模拟数据信号HF＝A＋B＋C＋D，以公知方式从相对的光电二极管对之间的差来产生聚焦误差信号FE。除了光电二极管A、B、C和D外，还提供了光电二极管E、F，用于以公知方式由它们形成的信号之间的差来产生光道误差信号TE。光道误差信号TE和聚焦误差信号FE形成两个所谓的伺服信号。根据图1，在伺服信号发生级SSG中产生另外的伺服信号，它们是盘转台马达信号，其确定记录媒体的扫描速度，在包括粗调传动和微调传动的跟踪系统的情况下，是用于粗调传动的控制信号。举例来说，粗调传动设计为心轴，通过它，比如包括激光二极管、透镜、棱镜类型的分光器、衍射光栅和光电检测器的整个光扫描器件可以被径向地放置。微调传动使光束可以被倾斜，例如通过在径向的预定的小角度，这样由这一倾斜移动光束可以被沿着记录媒体的径向移动一个短的距离。然而，原理上，提供模拟数据信号HF和对应的误差信号的其它光电检测器也可以被用于本发明。
然而，对于光记录媒体的数据或信息的再现或记录设备的功能而言，由于举例来说，当扫描既作用在数据光道上又作用在数据光道之间时，光道误差信号TE的值是0，所以光道误差信号TE和聚焦误差信号FE是不够的。因而估值信号是必须的，它使得该设备能够区别在数据光道上的扫描和在数据光道之间的扫描。由光电检测器PD产生的数据信号HF就用于该目的，该信号在扫描作用在数据光道上时有最大值，而在扫描作用在数据光道之间时有最小值。当光束发射到数据光道上时，高频信号的幅值处于最大值，另一方面，当光束位于数据光道之间，即在所谓的反射表面时，高频信号的幅值处于最小值。因而，该估值信号也被称为镜像信号MI，由与图1一致的处理器PRZ提供。
频繁使用的估值信号，如镜像信号MI和故障信号DE，将参照图6至9详细解释。图6示出在理想状态下数据信号HF的轮廓。当数据信号HF不受灰尘和刮痕或者记录媒体的径迹变化的影响时，上部和下部包络线是直线。图7示出在光道跳转的过程中，数据信号HF和数据信号HF的包络线的理想轮廓。下部包络线仍是直线，相比较地，上部包络线表现出正弦轮廓。所检测的最大值的数目对应于穿过的光道的数目。在图8中，尽管上部包络线形成为直线，下部包络线有不规则的突出，其来自CD盘上的污染或刮痕，或者由振动产生。
最后，图9示出当重现设备受到在光道改变过程中的振动的影响或记录媒体被刮痕、灰尘、指印或其它脏东西损伤时，数据信号HF的轮廓。上部包络线的正弦轮廓甚至可能被下部包络线所打断，下部包络线与图8的有类似的轮廓。
图10指明了在模拟技术中使用和提供来自包络线的轮廓的对应估值信号的电路配置的示范实施例；
从记录媒体反射的光束被聚焦在光电检测器PD上，光电检测器PD由正方形的光电二极管A、B、C和D构成。由光电检测器PD产生的数据信号HF，等于光电二极管A、B、C和D的光电电压的总和，被供给一个电路(未示出)，以便被解码。另外，数据信号HF被施加到二极管D1的阴极，其连接到二极管D2的阳极。二极管D1的阳极连接到电容器CA的一端，电容器CA的另一端是参考地电位，二极管D1的阳极还连接到电流源SQ1的一极，又连接到比较器V1的一个输入端，电流源SQ1的另一极施加有电压U1，比较器V1的另一个输入端连接到电位器P1的抽头。电压U2施加到电位器P1的一端，而电位器P1的另一端是参考地电位。二极管D2的阴极连接到电容器CB的一端，电容器CB的另一端是参考地电位，二极管D2的阴极还连接到电流源SQ2的一极，又连接到比较器V2的一个输入端，电流源SQ1的另一极也是参考地电位，比较器V2的另一个输入端连接到电位器P2的抽头。电压U3施加到电位器P2的一端，而电位器P2的另一端是参考地电位。用图10中所示的电路配置的包括部件D1、CA、SQ1、V1和P1的部分，下部包络线u与由图9中虚线所示的下部阈值SU相比较，用图10中所示的电路配置的包括部件D2、CB、SQ2、V2和P2的其余部分，上部包络线o与由图9中虚线所示的上部阈值SO相比较。如果数据信号HF的上部包络线o下降到上部阈值SO之下，比较器V2在其输出端输出信号A2。在输出端A的信号指明光束正穿过光道。另一方面，如果数据信号HF的下部包络线超过下部阈值SU，比较器V1在其输出端A1输出一信号。在输出端A1的信号指明在记录媒体上由灰尘、指印、刮痕等或由重现设备的振动引起的干扰的出现。分别设定电位器P1和P2来定义下部和上部阈值SU和SO。从数据信号HF可以立即识别光束是否正跳过光道，是否出现由振动或记录媒体上的灰尘引起的干扰或者两种现象都存在，利用这一点，举例来说，可能影响聚焦和光道管理电路，这样在这些条件下它们更迅速和精确地管理。然而，图10中所示的电路配置的优点是，实现了使用模拟技术，结果是，也有该技术的公知缺点。举例来说，阈值的复杂的设定及其漂移和对记录媒体的不同特性的参数的匹配和不同的扫描速度，可以被看作是模拟技术的缺点，而言其中使用了数字的伺服信号处理器的相比纯数字环境。模拟电路对不同的记录和重现系统，诸如DVD、CD、CD-ROM、可写入CD、DVD和与它们相关的不同的速度和时间常数是不可改变的。另一方面，数据信号HF的数字化需要大的开支，由于数据信号HF的大的带宽和高频使得需要提供比如用于视频场合的种类的模/数转换器。由于误差信号和数据信号HF相比，有较窄的带宽和低的频率，所以原理上用于音频场合的种类的模/数转换器足以用于驱动数字伺服信号处理器。
由此导致的矛盾用下面的方法来解决，在模拟域内完成数据信号HF的一个或两个包络线的产生，但在数字域完成包络线的估值。模拟电路元件的比例减少，并实现适合于不同条件的高度灵活性和相当的成本节约，因为尽管要作数字估值信号处理，为一个或多个估值信号，仅提供一个窄带模/数转换器。该优点发展了一种可能性，即，提供带有伺服处理器SP的数据的再现或记录设备，仅有一个模/数转换器ADC，根据图1，许多误差信号和产生估值信号需要的信号经多路复用器MPL提供给模/数转换器ADC。产生估值信号需要的信号是数据信号HF的上部和下部包络线，在模拟域内，例如，其实际上从数据信号HF产生，但不由与阈值的比较来估计。为该目的提供了包络检测器ED，该包络检测器在图1中示出，其连接到数据信号产生级DSG。在模拟前置放大器单元PRE中，由光电检测器PD检测的数据信号HF经一个或多个前置放大器AMP被供给数据信号产生级DSG，至少其中一些同时提供信号给伺服信号产生级SSG。形成光电检测器PD的光电二极管的数目和前置放大器AMP的数目依所使用的扫描系统而定，这里仅举例来指明。另外，仅当例如经处理器PRZ的IIC总线选择模拟相位检测器的不同时间常数时，在模拟前置放大器单元PRE中所示的总线接口BI是必要的。另外，如果伺服和包络信号在离开模拟前置放大器单元PRE前被低通滤波是有利的。举例来说，一种简单、公知的有源二阶滤波器可以用于该目的。
数据解码器DD连接到模拟前置放大器单元PRE的数据信号发生级DSG，目的是产生数字数据信息，在伺服处理器SP中提供了时序控制单元TC，目的是控制时间序列。
由于上部包络线o和下部包络线u不是同时需要，如图2所示，所以一个包络线可能由数据信号HF的选择性反相来选择。为了这一目的，与图2一致，提供了反相器I，开关S用于给包络检测器ED提供数据信号HF或者反相数据信号HF，目的是形成上部包络线o和下部包络线u。有益的是，这意味着只需要一个包络检测器ED，数据信号HF的上部包络线o和下部包络线u都由所述包络检测器形成。在所有其它部件部分的方面，图2与图1一致。
原理上，包络信号EV，如图3中所示，与数据信号HF相比，有相当小的带宽，因而即使使用便宜的用于音频场合的种类的模/数转换器ADC也可以被数字化。原理上，上部包络线o和下部包络线u也可以被同时供给多路复用器MPL，如图4所示。
提出了一种电路配置，其原理参考图11解释，作为包络检测器ED。用与图11一致的电路配置，可以绘制上部包络线和下部包络线。包络检测器ED的任务是形成高频信号的包络线，其上叠加了低频信号。根据图11，两晶体管Q4、Q5和电容器C1和电流源I1一起形成了积分器级，其由输入端IN驱动。输入端IN由第一晶体管Q4的基极形成，连接到电容器C1，其另一端连接到第二晶体管Q5的集电极和第一电流源I1。第一电流源I1连接到供电电压VCC，第二晶体管Q5的发射极连接到地，而第二晶体管Q5的基极连接到第一晶体管Q4的发射极。为了避免不希望的电容器C1由第一晶体管Q4的基极电流的充电，提供了由三晶体管Q1、Q2、Q3和电阻R1形成的基极电流补偿电路，一方面，该电阻被连接到供电电压VCC，另一方面，被连接到第三晶体管Q1的发射极和第四晶体管Q2的集电极。另外，第三晶体管Q1的基极被连接到第四晶体管Q2的基极，第三晶体管Q1的集电极被连接到第五晶体管Q3的发射极，第四晶体管Q2的发射极被连接到第一晶体管Q4的集电极。第五晶体管Q3的集电极被连接到地，第五晶体管Q3的基极被连接到第一晶体管Q4的基极。
如果电流在输入端IN注入地，那么在第二晶体管Q5的集电极的电位升高。相反地，如果电流从供电电压VCC供给，在第二晶体管Q5的集电极的电位降低。信号经由第六晶体管Q6形成的射极跟随器被耦合出来。第六晶体管Q6的基极被连接到第二晶体管Q5的集电极，第六晶体管Q6的集电极被连接到供电电压VCC，第七晶体管Q7的基极和连接到地的电流源I2被连接到第六晶体管Q6的发射极。第七晶体管Q7由其集电极接地，其发射极连接到电流源I3，形成输出OUT以提供包络信号EV，电流源I3连接到供电电压VCC。第七晶体管Q7消除了第六晶体管Q6的基极-发射极电压降，同时改进了温度响应。图11中的第三晶体管Q1、第五晶体管Q3和第七晶体管Q7是PNP晶体管，图11中的其它晶体管是NPN晶体管。
图11所示的可以提供上部包络线和下部包络线的包络检测器ED，与图12一致，被连接到上部包络线电路块，以提供上部包络线o，和被连接到下部包络线电路块，以提供下部包络线u。与图12一致，数据信号HF被施加到端SIG IN，其由上部包络线电路块中的第八晶体管Q8的基极和下部包络线电路块中的第十一晶体管Q11的基极形成。上部包络线和下部包络线电路块构成包络检测器ED的充电或放电电路。包络检测器ED在图12中示出，作为由图11指定的块，该块的输入端IN和输出端OUT被连接到由两个双向开关S1和S2形成的切换开关。通过该切换开关，对应于图11的包络检测器ED被选择性地连接到由上部包络线电路块形成的充电或放电电路或由下部包络线电路块形成的充电或放电电路，以便在端Envelope_OUT提供对应于上部包络线o或下部包络线u的信号。
图12中所示的电路配置的功能用上部包络线电路块来解释。供给端SIG IN的数据信号HF通过比较器与包络检测器ED的输出端OUT的信号比较。比较器由第八和第九晶体管Q8、Q9形成。为了这个目的，晶体管Q8、Q9的发射极被连接到电流源I4，电流源I4被连接到供电电压VCC。第八晶体管Q8的集电极被连接到地，第九晶体管的集电极被连接到第十晶体管Q10的基极，和被连接到接地电阻R2。第九晶体管Q9的基极由包络检测器的输出端OUT来驱动。如果在第九晶体管Q9的基极的电位低于第八晶体管Q8的基极的电位，由电流源I4提供的电流流经第九晶体管Q9，并激活第十晶体管Q10。后者然后注入电流到地，该电流仅受连接到发射极的电阻R3和在根据图11的包络检测器ED中的电流源I1的限制。在端Envelope_OUT的电位升高，迅速跟上在端SIG IN的数据信号HF。如果第九晶体管Q9的基极电位超过在端SIG IN的数据信号HF的电平，由电流源I4提供的电流流经左侧比较器通路到地，该通路由第八晶体管Q8形成。由连接到第十晶体管Q10的集电极和供电电压VCC的电流源I5提供的电流相对较小，然后对根据图11的包络检测器ED中的电容器C1放电，结果是在端Envelope_OUT的电位慢慢降低。形成比较器的晶体管为PNP型，第十晶体管是NPN型。
耦合双向开关S1和S2能够切换到下部包络线辨识部分。除了充电和放电的过程相反，检测的原理是一致的。下部包络线电路块具有和上部包络线电路块一致的结构，因而以和上部包络线电路块互补的方式构成。因而，在下部包络线电路块中形成比较器的晶体管Q11、Q12是NPN型，这些晶体管的发射极被连接到接地的电流源I6，而电阻R4、R5和晶体管Q11的集电极被连接到供电电压VCC。对应于图11的包络检测器的输入端IN经已述的切换开关，被连接到电流源I7和对应的晶体管Q13的集电极，电流源I7接地，晶体管Q13是PNP型。当上部包络线电路块中的电流源I5驱动充电电流到对应于图11的积分器级时，该充电电流是在图中表明的充电电流，下部包络线电路块中的电流源I6驱动放电电流到对应于图11的积分器级，该放电电流是在图中表明的放电电流。然而，通常在输出端OUT或Envelope_OUT提供包络信号，该包络信号经晶体管Q9或晶体管Q12的基极与数据信号HF相比较。
如果同时需要上部和下部包络线，对应于图11的积分器级必须被提供两次。耦合双向开关S1和S2被省略。
另一方面，如果仅需要包络线之一，则与对应于图11的积分器级连接的单个上部包络线电路块或者单个下部包络线电路块是需要的。在这种情况下，同样地省略耦合双向开关S1和S2。然而，本发明不限于上述实施例，而是包括在发明的原理范围内的替换和修改。