电动机驱动电路、驱动电动机 的方法、和半导体集成电路装置 近年来，在用来驱动家用电器或工业设备中的电动机的电路和半导体装置技术领域，为了驱动电动机，从商用电源经整流的电压或与其相应的直流电压通过逆变器直接被输送到电动机，这种方法得到广泛使用。这种方法主要用于实现高效和电动机小型化的目的。以高电压驱动电动机降低了损耗电流，并防止内阻或类似阻抗造成的损耗增加。此外，能够使得电动机绕组的配线直径更小，有助于电动机小型化。
因为驱动无刷电动机需要一个逆变器单元，希望在家用电器领域使用一种便宜的逆变器单元。因此，在用于无刷电动机的逆变器驱动单元中，使用了一种廉价的120-度供电方法。该方法的电路结构简单，能够实现相对较高的电动机效率。
对于120-度供电方法中的电动机驱动电路，电动机以下述方式被驱动：通过磁极检测器检测电动机转子的磁极位置；逆变器单元的每一个开关元件的通/断状态被控制，以响应转子磁极与定子磁极匹配的时间。转子的磁极位置通过霍尔发生器被检测，霍尔效应通常应用于该霍尔发生器，或通过霍尔IC检测转子地磁极位置，该霍尔IC具有一个埋置在霍尔元件内的放大器。对于该检测的信号，以电角度表示的180度中的120度在理论上被接通供电。也就是说，其余的60度执行切断逆变器输出的操作。因此，电动机电流i被接通/切断之后电流立即显示出一个急剧变化(di/dt)的电流波形。这种di/dt振动电动机绕组，所产生的电磁声传到外面。这种电磁声的频率与电动机旋转频率和电动机磁极数成比例。因为频率范围从实际电动机使用的旋转范围内的几Hz到几百Hz，这种声音成为可听到的噪声。
此外，如果电动机电流波形包括大量的谐波含量，电动机转矩通常趋于导致脉动。因为电动机转矩是电动机特定感应电压和电动机电流的积，电动机转矩的脉动很大程度上取决于电动机电流波形。转矩脉动使电动机自身振动，导致安装电动机的基座振动。结果，产生噪声。
作为减小噪声的方法，通过所谓的PWM(脉宽调制)控制使电动机驱动电流为正弦波。具体地说，通过使用霍尔元件检测电动机定子磁极的磁通量获得正弦信号。通过比较器将该正弦信号与载波信号相比较，获得PWM信号，该载波信号是载波发生器的输出信号。通过PWM信号进行逆变器单元的通-断控制使电动机电流保持在正弦状态。然而，如果要求高级操作，问题在于系统变得比使用120-度供电方法更加复杂、更加昂贵。
设计本发明时考虑了上述问题，并提供一种具有相对较简单的电路并产生低噪声的电动机驱动电路。
电动机驱动电路或驱动方法包括步骤：产生多个指令信号以响应电动机旋转速度；和根据电动机的磁极位置从多个指令信号中选择一个，用来产生调制的波。根据调制的波通过脉宽调制方法向电动机提供驱动功率的功率变换器降低电动机产生的噪声。对于多个指令信号，使用一种直流信号，该直流信号保持与旋转速度成比例的电平以响应速度。在这种情况下，调制的波具有电平与直流电平相对应的波形(例如，阶跃波形)。逆变器或类似的装置被用做功率变换器。该逆变器通过半导体开关元件的通-断控制将直流功率变换成交流功率。
在本发明中，低噪声电动机驱动电路被集成到一个单片半导体芯片内。单片的半导体集成电路能够与磁极位置检测器一起装入电动机外壳。在这种连接中，根据本发明的电动机驱动电路可以被安装在电动机外壳的外面，或装入一个树脂壳内以模块化。此外，电动机也可以以估算磁极位置而不使用磁极位置检测器的方式或类似方式被驱动；这种方式被称为无检测器方式。
图1示出了根据实施例1的电动机驱动电路和电动机驱动系统；
图2示出了根据实施例1的每一部分的工作波形；
图3示出了根据实施例1的选择指令信号的方法；
图4示出了图3所示信号分配电路的输入波形和输出波形；
图5示出了根据实施例2的每一部分的工作波形；
图6示出了根据实施例2用于产生选择信号的电路结构；
图7示出了图6所示信号分配电路的逻辑结构；
图8示出了根据实施例3装有单片半导体集成电路的电动机；
图9示出了根据实施例4的单片半导体集成电路的介电隔离基片的断面；
图10示出了根据实施例4的单片半导体集成电路的平面图案。
下面参考附图详细描述本发明的优选实施例
(实施例1)
图1示出了该实施例的电动机驱动系统，包括电动机驱动电路和电动机。在图1中，电动机4是一个三相无刷电动机，该电动机包括嵌入转子的一个永磁体、和检测永磁体产生的磁通量从而检测转子的磁极位置的磁极位置检测器5。在该实施例中，霍尔IC被用做磁极位置检测器5。霍尔IC包括一个霍尔元件、和一个零交叉电路，零交叉电路将霍而元件输出的检测信号转换成逻辑信号(hu、hv、hw)。每一相被一个磁极位置检测器5处理。设置磁极位置检测器5使得三相的每一相电角度之间的相位差为120度。
电动机的一个输入端，即电动机定子的绕组，被连接到逆变器单元3。逆变器单元3包括一个电路，六个开关元件如功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)和IGBT(绝缘栅双极晶体管)结合在该电路内。利用整流器2对交流商用电源1整流获得用做逆变器单元3的电源的直流电源。一个逆变器驱动单元8控制逆变器单元3的每一个开关元件的通/断状态。
顺便说，图1中由虚线包围的驱动电路6形成在单片半导体集成电路装置内。此外，由点划线包围的驱动电路6和磁极位置检测器5结合在电动机4内。它们集成为具有内装驱动电路7的无刷电动机。
下面参考图2所示工作波形图描述使用图1的逆变器单元3驱动电动机的方法。在图2所示位置检测信号hu、hv、hw的情况下，电动机4旋转期间磁极位置检测信号组h(hu、hv、hw)是保持相位差为120度电角度的一组逻辑信号。该位置检测信号组h(hu、hv、hw)具有与电动机速度有关的信息(例如，一段时间的脉冲信号)。因此，通过从位置检测信号组h(hu、hv、hw)选择一个位置检测信号hw，并通过利用频率-电压转换器(F/V)15将位置检测信号hw转换成电压，确定对应于实际速度的直流电压分量。在这种连接中，在本发明中，虽然位置检测信号hw被用于速度检测，也可使用hu或hv，或者从hu、hv和hw中选择的多个信号也可以被使用。
速度控制操作装置13(例如，一个处理器如微型计算机)将直流电压分量(即速度信号)与存储在速度控制操作装置13中的速度指令相比较，并输出由此获得的偏差，所述直流电压分量是频率-电压转换器(F/V)15的输出。该输出信号是直流电压信号，其被称为电动机的电流指令信号。一个倒相放大器12将电流指令信号a转换成电流指令信号b。此外，用于产生中点20的装置输出一个中点信号，该中点信号的电势值为电流指令信号a和b的中间电势。如图2以及后面提到的图3所示，在该实施例中，中点信号的电势为接地电平(0电平)。电流指令信号a、b和中点信号被输入信号选择装置11。
作为输入信号，信号选择装置11接收电流指令信号a和b、中点信号、和位置检测信号组h(hu、hv、hw)，其中电流指令信号a和b为模拟信号，中点信号为地电平，位置检测信号组h(hu、hv、hw)为逻辑信号。为响应位置检测信号组h(hu、hv、hw)，信号选择装置11从下面选择一个：电流指令信号a、b和中点信号。然后，信号选择装置11产生并输出一个成为PWM控制的调制波的选择信号组s(su、sv、sw)。选择信号组s(su、sv、sw)的脉冲边沿与位置检测信号组h(hu、hv、hw)的脉冲边沿同步。例如，如图2所示，选择信号su的正向脉冲(当电流指令信号a被选择时)的上升和下降沿分别与位置检测信号组hu的下降沿和位置检测信号hv的下降沿同步。此外，选择信号su的负向脉冲(当电流指令信号b被选择时)的上升沿(当地电平变化到负电平时)和下降沿(当从负电平返回到地电平时)分别与位置检测信号hu的上升沿和位置检测信号hv的上升沿同步。在这种连接中，以类似的方式，选择信号sv的边沿与位置检测信号hv和hw的边沿同步，选择信号sw的边沿与位置检测信号hw和hu的边沿同步。此外，选择信号组s(su、sv、sw)的高电平电压与电流指令信号a的电压电平一致。另一方面，低电平电压与电流指令信号b的电压电平一致。在这种连接中，选择信号组s的电压电平也具有与电流指令信号a和b的电压电平成比例的值。
选择信号组s(su、sv、sw)被输入到滤波器电路10，滤波器电路10处理选择信号组s从而每一个选择信号的波形都变得平滑。滤波器电路10输出具有平滑波形的信号作为选择信号fu、fv、fw。比较器9将选择信号fu、fv、fw与载波信号(例如三角波)比较以产生一个PWM信号，该载波信号是载波发生器14的输出。PWM信号被输入到逆变器驱动单元8，逆变器驱动单元8依次控制逆变器单元3的每一个开关元件的通/断状态。
上述构造控制电动机旋转速度，从而电动机旋转速度与速度控制操作装置13给出的速度指令一致。更具体地说，当电动机旋转速度低于速度指令值时，电流指令信号a的值增加。这样就增加选择信号组s(su、sv、sw)的振幅，导致PWM信号的运行率增加。因而，逆变器单元3的输出电流增加，产生增加的电动机转矩，使电动机加速，最终使电动机旋转速度与速度指令值一致。当电动机旋转速度高于速度指令值时，电流指令信号a的值降低。执行与上述相反的步骤，使电动机减速，最终使电动机旋转与速度指令值一致。
在该实施例中，电动机电流指令信号是一个直流电压，通过位置检测信号被选择作为合适的信号，产生矩形已调波用于PWM控制。因此，相对较简单的PWM控制可驱动无刷电动机。因此，因为驱动电路变得简单，无刷电动机驱动电路能够被小型化。此外，简化的电路使我们能够在一个控制电路中产生一个PWM信号，先有技术中PWM信号由速度控制操作装置(如微型计算机)产生，该控制电路集成在单片半导体集成电路6中，逆变器单元3安装在该单片半导体集成电路上。换句话说，PWM控制电路、逆变器驱动单元(开关元件驱动电路)、和逆变器主电路能够集成在一个单片IC上。这能够减小执行电动机驱动系统的各种控制或状态监视的处理器如微型计算机的负载。因而，可以使用小型或低价格的处理器。此外，如果半导体集成电路6包括速度指令值设定电路和如上述产生电流指令信号a的电路，那么就无须速度控制操作装置13。
在该实施例中，滤波器电路使选择信号组s(sv、su、sw)的波形变得平滑。然而，选择信号组s(sv、su、sw)作为已调波直接使用还提供了比120度供电方法更平滑的电动机电流波形。在该实施例中，关于120度供电方法中对应于60度电角度的逆变器输出关断期间，执行的是50％占空比的PWM控制而不是逆变器输出关断。因此，在此期间电动机电流对平滑电流波形起作用。这是电动机电流波形变得平滑的原因。在这种连接中，提供滤波器电路，产生更平滑的电流波形，使得电动机噪声更低。
参考图3具体描述本实施例选择电流指令信号的方法。在图3中，位置检测信号hu、hv、hw作为逻辑信号被信号分配电路31分配，并被作为模拟开关组32的驱动信号ut、um、ub、vt、vm、vb、wt、wm、wb输出。图4示出了分配信号波形。相应于选择信号su的高电平、中间点(接地)电平、和低电平，驱动信号ut、um、ub分别变成高电平。当ut、um、ub为高电平时，分别连接到电流指令信号a、中间(接地)电势、电流指令b的开关被接通。结果，产生波形如图2所示的选择信号su。以相同的方式产生其他选择信号组sv、sw。以这种方式，信号分配电路31的输出信号驱动模拟开关组32。模拟开关的操作允许电动机电流指令信号被选择。电动机电流指令信号被输入到放大器33以产生选择信号。放大器33的输出信号通过滤波器电路10输入到比较器9。比较器9将该输出信号与载波信号比较(在该实施例中，为三角波)以产生一个PWM信号。
(实施例2)
下面将参考图5描述实施例2。虽然实施例2的附图被省略，该实施例的驱动系统的结构类似于图1所示实施例的结构。这两个实施例之间的区别在于被选择的电流指令信号电平的数量从三个电平(a、地、b)增加到四个电平(a、c、d、b)。
在图1所示的实施例中，每一相的选择信号由60度+120度的开关信号形成，而在该实施例中选择信号被分段，每段60度。在第一位置，由电流指令信号和位置检测信号组h产生选择信号组s。在这种情况下，电流指令信号是从电动机电流指令a转换成的四个直流电平a、b、c、d。
图6示出了特别用于产生选择信号的电路结构。电流指令信号a、b、c、d以下面的表达式所示的方式产生：
b=-a …(1)
d=a/z …(2)
c=-d …(3)
这里，z表示一个增益。增益z被调节从而与电动机的感应电压波形电平对应。例如，将图5所示选择信号与正弦波比较。至于电平c，如果电平a是1，正弦波的一个30度位置是一个平均位置。从而通过下面确定增益Z:sin30°=0.5。在这种连接中，为了平滑选择信号的波形的目的，能够从0.5到0.3左右范围内调节该值。
在图6中，信号分配电路具有一个如图7所示的逻辑结构。该逻辑结构几乎与图4所示实施例的逻辑结构相同。对应于从图5所示选择信号su的最高电平依次降低的四个电平，每一个信号分配输出ut、uh、ul、ub变成高电平。为响应高电平ut、uh、ul、ub，连接到每一个电流分配信号a、c、b、d的每一个开关被接通。结果，产生图5所示的su。其他选择信号sv、sw也以相同的方式产生。在这种方式下，分配电路的输出信号被提供给模拟开关组32，以选择直流信号a、b、c、d。选择的信号被输入到放大器33，放大器33的输出信号被输入到一个滤波器电路。
根据该实施例，选择信号的分辨率增加，对降低噪声产生更好的效果。由此，在该实施例中，直接将选择信号组s与载波信号比较而不使用滤波器电路也能够在某种程度上产生平滑的电动机电流。因此，去掉滤波器电路消除了滤波器电路时间常数的影响，从而在很宽的旋转频率范围上降低了噪声。
图7所示的逻辑结构能够自动地由位置检测信号产生。然而，位置检测信号和选择信号之间的相位关系也能够通过逻辑装置改变。例如，如果在旋转频率彼此差别很大的两个操作点之间的位置检测的相位差过大，可以通过改变本实施例的驱动电路中信号分配电路的逻辑结构来处理这种情况。在这种连接中，图3所示滤波器电路为具有包括电阻器和电容器的简单结构的初级延迟电路，该电路可以用具有复杂结构的滤波器电路(如多级CR滤波器)来代替。
在该实施例中，滤波器电路10使用一个响应固定时间常数的频率使得阶跃信号平滑。因此，电动机电流在特定的电动机旋转频率下是平滑的。此外，滤波器的时间常数也可以响应旋转频率而改变。因此，如果将一个可变时间常数滤波器应用到一个覆盖宽范围可用旋转频率的电动机，在降低噪声的同时保持了电动机效率。
(实施例3)
在该实施例中，如图8所示，逆变器单元6内含包括实施例1和2中所述驱动电路的单片半导体集成电路，如果该逆变器单元6被整体集成到电动机中，可具有下面的优越性。
(1)由于逆变器单元6能够被小型化，逆变器单元6可以被结合到电动机内。
(2)由于逆变器单元6能够被结合到电动机内，因此能够省略引线，从而不再需要将位置检测信号送出电动机。
(3)由于位置检测电路和逆变器单元之间的距离缩短，以及位置检测信号是逻辑信号，逆变器单元的输出电压dv/dt噪声的噪声电阻增强。
(4)逆变器单元的单片集成提高了转变电动机电流指令的逆变器(或类似装置)增益的精确度。
(5)众所周知，电动机负载增加造成电动机电流相位延迟，导致电动机效率低。当负载增加时，逆变器的输出电流变得更大，导致逆变器6温度升高。在这种情况下，为了降低滤波器的时间常数，使滤波器电路中的电阻器具有负温度特性，或滤波器电路中的电容器具有负温度特性。因此，当逆变器单元6温度上升时，电流相位被更向前推进，有助于温度补偿，防止电动机效率降低。
(6)由于一个直流电压信号能够控制电动机电流指令，因此能够简化从电动机的引线。
(7)众所周知，当电动机旋转频率增加时，其相位相对于实现最大电动机效率的电流相位趋于超前。根据本发明，能够提供的滤波器电路具有响应增加的旋转频率延迟电流相位的特性。因此，能够补偿电动机效率的降低。
如图8所示，包括电动机绕组的定子52被安装到电动机机壳51。绕组输入端子58被固定到定子52。永磁转子53安装在定子52内，同时以一个适当的间隙设置永磁转子53，防止转子53与定子52接触。包括本实施例的逆变器单元、检测转子磁极位置的磁极位置检测器(霍尔IC)5、和具有外围电路的基片54的单片半导体集成电路6安装在转子53上，又覆盖有外壳55。此外，在图8中，虽然为便于描述将位置检测器5图示在基片表面上(向上的方向)，位置检测器5实际安装在基片的背侧，使其接近转子以易于检测转子的磁极位置。在该点，定子侧的绕组输入端子58通过导线56连接到逆变器输出端子57。此外，驱动逆变器的导线59从基片54拉出。驱动电动机的导线的最少数量为五条：驱动电动机的高压电源的正极侧；其负极侧(接地)；单片集成电路的控制电源的正极侧；控制电动机电流的输入信号；和电动机旋转的输出信号。因此，在该实施例中，与电动机驱动电路安装在电动机机壳外的情况相比，大大地减少了导线的数量。
(实施例4)
图9示出了根据该实施例的单片半导体集成电路的截面，电动机驱动电路形成于其中。在该实施例中，集成电路形成在一个介电隔离基片上。在覆盖有电介质(绝缘体)氧化硅膜(SiO2)42的单晶岛44中形成有构成逆变器单元3的半导体开关元件(IGBT)；高速二极管；逆变器驱动单元8；构成产生PWM信号的电路的电气元件；以及类似器件。这些电气元件连接到导线43。每一个单晶岛44通过氧化硅膜42与其他元件电绝缘，并由多晶硅基片41支承，多晶硅基片41覆盖单晶岛44和氧化硅膜42。
图10示出了图9所示单片半导体集成电路的平面图案。在单片集成电路芯片45上，有一个区域上以彼此相邻的方式安装了六个高速二极管46，有一个区域上以彼此相邻的方式安装了六个IGBT 47。这些半导体元件构成逆变器单元。与安装IGBT的区域相邻，用于控制这些IGBT通/断状态的逆变器驱动单元和产生PWM信号的电路形成在区域48上。每一个电路区域形成在上述单晶岛44上，单晶岛44通过氧化硅膜42与基片绝缘。因为区域48的电路结构与实施例1到3的相同，区域48的电路结构相对简单，虽然逆变器驱动单元和产生PWM信号的电路被包括在内。这就导致区域48只占用芯片上的一个小区域。因此，逆变器单元、逆变器驱动单元、和产生PWM信号的电路能够被埋置在一个小芯片内。