压电变压器逆变器 本发明涉及用于通过压电变压器把直流电压转换成交流电压的压电变压器逆变器。具体地说，涉及用于点亮在背面照明液晶显示屏中用到的冷阴极管的压电变压器逆变器。
近来，已采用带有背面照明的液晶显示器作为诸如移动电话或笔记本个人电脑一类的便携式信息处理装置的显示器。采用诸如冷阴极管一类的荧光管作为背面照明的光源。为了点亮荧光管，需要采用高交流电压。此外，一般，将电池和AC适配器用作诸如笔记本个人电脑一类的便携式信息处理装置的输入电源。这种背面照明要求荧光管照明系统，诸如，用于把从输入电源提供的低直流电压转换成能够照明荧光管的高交流电压的DC/AC逆变器。
近来，已发展加入比电磁变压器体积更小的压电变压器的压电变压器逆变器，用来照明荧光管。为了这种用途，需要压电变压器逆变器具有下列性能能力：
(1)对冷阴极管的管电流进行可变控制的能力，以调节液晶显示屏的亮度；
(2)宽输入电压范围，以致由电池或电池充电器驱动；和
(3)高效率以延长操作时间。
在描述传统的压电逆变器之前，描述一般用于这种系统地Rosen型压电变压器。如图1所示，提供一种Rosen型压电变压器1，其中在一侧区域内，沿着长度方向，在由压电陶瓷材料制成的压电基片2的前后主表面上形成主电极3，而且压电基片2沿着与主电极3垂直的方向(即，沿着压电基片2的厚度方向)极化。在压电基片2的端面上形成从属电极4，而且在从属电极4的区域沿着长度方向极化。
在Rosen型压电变压器1中，当在主电极3之间加上由输入电源5提供的交流电压时，把电压转换成机械变形。这种变形激励沿着长度方向的振荡，而且再次将机械振荡转换成从从属电极4取出(take out)的电振荡，以执行变压器升压功能，从而把升压电压施于负载6(荧光管)。
图2(a)、(b)、(c)、(d)和(e)分别示出当负载电阻RL分别是1M、100K和20K时，Rosen型压电变压器1、升压比、转换效率、输入/输出相位差和输入阻抗的频率特性。一般，压电变压器1的升压比的峰值(＝输出电压/输入电压)大约在谐振频率fr(＝输入阻抗是最小情况下的频率)，而且输入/输出相位差(＝输出电压的相位和输入电压的相位之差)大约在升压比的峰值处从0°逆转为180°。此外，转换效率的峰值是在谐振频率fr和反谐振频率fa(＝在输入阻抗是最大的情况下的频率)之间。由fd表示在转换效率处于峰值的情况下的频率。此外，在图2中，谐振频率fr、反谐振频率fa和转换效率处于峰值处的频率fd与在负载阻抗是100K的情况下的这些频率相等效。
第一传统实施例
下面将描述传统的压电变压器逆变器。在用作液晶显示屏的背景光的压电变压器逆变器中，如上所述，需要实行负载电流(冷阴极管的管内电流)的可变控制，以调节液晶显示屏的照明(上述要求(1))。在第6-167694号日本未审查专利公告中揭示了一种满足这种要求的压电变压器逆变器。如图3所示，它有利地利用压电变压器升压比中的变化作为驱动频率的函数。当对升压比的峰值的高频侧实行控制时，如果想要更小的负载电流，则将驱动频率设置得更高，并且将升压比设置得更小，但是在想要更大的负载电流的情况下，将驱动频率设置得更低，并将升压比设置得更大，从而控制负载电流使之恒定。这种系统的压电变压器逆变器由于其控制负载电流的方法简单而被广泛地使用。
但是在这样的系统的压电变压器逆变器中，在电源电压高，或负载电流设置得更小的情况下，在低转换效率的频率范围内驱动，该频率范围大大地偏离压电变压器的谐振点fr或者反谐振点fa附近，由此有一个问题，即效率非常地低，(即，这不满足上述要求(3))。
第二传统实施例
为了解决这些问题，有一些方法，其中通过控制压电变压器从而压电变压器驱动信号中的相位差保持恒定，并通过改变开关装置的导通占空度控制负载电流使其恒定，在转换效率峰值的频率fd附近范围内实行高效率驱动。在第55-98881、第1-293170、第9-237684以及第9-135573号日本未审查专利公告中揭示了具有这种系统的压电变压器逆变器。
图4示出如第55-98881号日本未审查专利公告中揭示的压电变压器逆变器11。驱动振荡变压器12驱动压电变压器13，驱动电路14和推挽晶体管15和16对变压器12执行推挽开关驱动。在压电变压器逆变器11的输出电压Vo由分压电阻器17和18分压后，它与直流电源20的参考电压E比较，由放大器19放大，然后将其输入比较器21的一个输入端作为误差输出。
相位检测器22检测压电变压器13的输入电压和输入电流，并将电压-电流相位差转换为电压，以输入到压控振荡器23中。在压控振荡器23中，频率根据相位检测器22的输出电压而改变，并将压控振荡器23的输出提供给比较器21的另一个输入端。相应于误差电平的脉冲输出，从比较器21输出到驱动电路14。换句话说，当电压输出Vo降低时，放大器19的输出降低，而驱动振荡变压器12的驱动脉冲宽度增加。结果，在驱动振荡变压器12的次级侧，相应于振动频率的基波成分的电压升高，压电变压器13的输入电流增加，使输出升高。这样的系统可以改进相应于负载波动的输出稳定性。
为了有效地使用压电变压器，需要以与压电变压器的谐振频率fr符合的频率驱动。另外，已知压电变压器的输入电流和输入电压之间的相位差在谐振点上偏离90°。因此，在压电变压器逆变器11中，如此地控制压电变压器13的输入电流和输入电压之间的相位差，使它们之间的相位差为90°，如上所述，在其中执行控制以使压电变压器的输出电压(转换效率)最大，如图5(a)和(b)所示。
但是，在压电变压器逆变器11中，使用电阻器24检测输入电流，其中压电变压器13的输入电流大于其输出电流，从而有一个问题，即由用于检测输入电流的电阻器24引起的损耗大。另外，在这个系统中，由于压电变压器13由矩形波驱动，故与压电变压器输入电容的充电/放电有关的损耗大，这导致难以达到高效率。
第三传统实施例
下面，图6示出第1-293170号日本未审查专利公告中揭示的系统。虽然这不是压电变压器的驱动电路，压电振子31的输入电压V1和输入电流I1之间的相位差保持恒定以达到高效率。在这个传统的实施例中，如图6所示，压电振子31的输入电压V1和输入电流I1由相位比较单元32比较，并且控制振荡器33控制开关装置34，以使输入电压V1的相位与输入电流I1的相位相同，由此，在谐振频率驱动压电振子31。
但是，考虑到在压电变压器逆变器中使用这样的电路和控制系统的尝试，在使用它们时有困难，由于从负载电阻值的差异产生的输入相位特性之间的差异。另外，在电路和控制系统中，在压电振子31的前级使用升压电磁变压器35。因为这种变压器的尺寸相当大，故电路和控制系统不适合用于点亮冷阴极管，它需要低的高度和小的尺寸。
第四传统实施例
图7示出第9-237684号日本未审查专利公告中揭示的压电变压器逆变器41。在压电变压器逆变器41中，由相位差检测电路45检测压电变压器42的输入电压和输出电压(作为两个分压电阻器43和44的中点电压测量)之间的相位差，根据相位差，控制电路46控制压控振荡电路47的振荡频率，因此控制从变压器驱动单元48提供给压电变压器42的输入电压的驱动频率，从而压电变压器42的输入电压和输出电压之间的相位差是90°。
但是，在这个系统中，由于当在冷阴极管被点亮的实际使用中，在升压峰值点处的输入电压和输出电压之间的相位差不是90°(电子、信息及通信工程师学会：技术报告US95-22，EMD95-18和CPM95-30)，故无法实行适当的控制。另外，由于在这个传统系统中，压电变压器42由矩形波驱动，故有一个问题，即，与压电变压器输入电容的充电/放电相关的损耗大。
第五传统实施例
图8示出第9-135573号日本未审查专利公告中揭示的压电变压器逆变器的输出电流相位差与转换效率。只允许在一种情况下进行这个实施例的压电变压器的占空度控制，即相位差在恒定的相位范围内(P1-P2)，而工作控制在一种情况下停止一段时间，即由于某些干扰相位偏离恒定的相位范围P1-P2。
虽然如果使用微机等等装置，则这样的控制系统是可以实现的，但由于得到的电路的尺寸大，故生产成本增加，并且相应地，就成本而言也不实际。
第六传统实施例
另外，当输入电压高或者负载电流减小到更小时，压电变压器在低转换效率的频率范围内驱动，该频率范围大大地偏离压电变压器的谐振点fr和反谐振点fa。作为另一个解决效率大大地减小的问题的方法，例如，有一种方法在谐振频率处执行压电变压器的自激振荡，如第7-162052号日本未审查专利公告、第8-47265号日本未审查专利公告中所揭示的，以及一种用于通过使用频率控制作为负载电流的最终调节来减少频率控制宽度以抑制转换效率的降低，同时根据输入电压改变开关装置的导通占空度的方法，如第9-51681号日本未审查专利公告中揭示的。
在第7-162052号日本未审查专利公告中揭示的压电变压器逆变器51示于图9中，将LC谐振电路53设置在压电变压器输入级，将压电变压器52的输出电压由分压电阻器54和55分压，并通过反馈电路56反馈到输入端，以便实现自激振荡。在这种压电变压器逆变器51中，由于将LC谐振电路53设置在压电变压器逆变器输入级，故没有与压电变压器输入电容的充电/放电相关的损耗。
但是，由于下面的原因，这种系统具有一个问题，即无法以转换效率峰值的频率fd驱动压电变压器52。换句话说，如在第52-45013号日本未审查专利公告中所示的，虽然压电变压器输入端52本身的升压比具有多峰值或单峰值的形式，当LC谐振电路53设置在压电变压器输入端时，压电变压器输入电压的频率特性为双峰值形式，如图10(a)所示。结果，压电变压器输出电压的频率特性也是双峰值形式，如图10(b)所示。由于在自激励振荡电路中以反馈增益最大的频率支持振荡，故工作频率等于压电变压器输出电压的双峰值中的一个峰值的频率。但是，由于转换效率峰值的频率fd是双峰值之间的底部的频率，故应该知道在如图9所示的传统的实施例中，以低效率的频率驱动压电变压器。
下面描述LC谐振电路产生双峰值形式的压电变压器输入电流的原因。如在图2所示的压电变压器的电特性中可见，在离开转换效率最大值的频率fd的范围内，输入脉冲接近于-90°，即，它表示了电容。结果，包含压电变压器输入阻抗的LC谐振电路的Q值增加，从而压电变压器的输入电压升压。同时，在转换效率最大值的频率fd附近的频率处的输入相位接近于0°。即，LC谐振电路的Q值降低，因而LC谐振的升压作用减小，从而压电变压器的输入电压降低。结果，在转换效率最大值的频率fd处的输入电压减小，而输入电压在峰值频率的两侧增加，从而形成双峰。
第七传统实施例
下面，图11示出压电变压器逆变器61。在这个压电变压器逆变器61中，将全桥式结构的开关电路66(包含四个开关器件62、63、64和65)连接到压电变压器67的初级电极68之间，以提供升压比，而输出电压由负载69和电阻器70分压，并将经分压的反馈提供给输入，以执行自激振荡。在这种系统中，由于输出电压的频率特性不是如第7-162052号日本未审查专利公告(第六传统实施例)中的双峰形式，故可以以最高增益，在谐振频率附近驱动变压器。
但是，在这种压电变压器逆变器61中，从驱动电路71输出的矩形波通过转换接通/断开开关电路66而驱动压电变压器67，存在一个损耗问题，即，关于压电变压器输入电容的充电/放电的损耗的问题。
第八传统实施例
图12示出第9-51681号日本未审查专利公告中揭示的压电变压器逆变器81。在压电变压器逆变器81中，根据电源电压Vcc控制开关电路84的导通占空度(其中两个开关器件82和83制成半桥式)。另外，由检测电路86检测压电变压器85的输出电压，以通过V-f转换电路87转换为频率，以便控制驱动电路88，由此，执行输出电压的频率控制。对于压电变压器逆变器81，由于输入电压波动可以由导通占空度吸收，故频率控制中的工作负载减轻，由此导致得到一个优点，即与输出电压控制相关的频率波动宽度不增加。
但是，在这个传统实施例中，由于将LC滤波器89设置在压电变压器逆变器85的输入级，如参照附图10所解释的，故压电变压器输出电压的频率特性是双峰形式的，这样的频率控制实际上非常困难。例如，当在转换效率最大值的频率fd处驱动压电变压器85时，如果由于某些干扰而增加逆变器输出，压电变压器逆变器81试图通过增加驱动频率，使压电变压器输出电压降低。但是，为了使压电变压器85的升压比降低，必需超过输出电压频率特性的双峰中的一个峰值，由此驱动频率大大地增加，从而工作变得极不稳定。
本发明要解决上述技术问题。本发明的目的是提供一种压电变压器逆变器，它能够以高转换效率将直流输入电压转换为交流输出电压，并能够通过结合模拟控制，以稳定的方式驱动压电变压器。
根据本发明的第一实施例的压电变压器逆变器包含：压电变压器，具有一对初级电极，其中一个初级电极接地，它对施加到初级电极之间的交流输入电压或直流输入电压实行电压转换，将输出电压提供给连接到压电变压器的次级电极的负载；驱动单元，用于将交流输入电压或直流输入电压提供在压电变压器逆的初级电极之间；低通谐振电路单元，插在驱动单元的输出端和压电变压器的初级电极之间；占空度控制单元，用于控制驱动单元的导通占空度，从而使流入负载的电流值与目标电流值一致；相位差检测单元，用于检测压电变压器输入电压和输出电压之间的相位差；及频率控制单元，用于控制驱动单元的驱动频率，以给予相位差一个特定值。
作为用于将交流电压或直流电压提供给初级电极的驱动单元，例如可以使用包含两个晶体管的半桥式驱动单元。另外，作为低通谐振电路单元，可以使用包含线圈和电容器的低通滤波器。更具体地说，可以由连接到驱动单元的输出端和压电变压器的初级电极之间的线圈和并联在压电变压器初级电极之间的电容器构成低通谐振电路单元。由于压电变压器的性质，对于施加在其初级电极之间的直流电压成分不执行电压转换，故它可以通过使用其中直流叠加在交流上的信号来驱动。另外，即使它使用直流电压成分为零的信号驱动，也没有问题。
在这个压电变压器逆变器中，由于将低通谐振电路单元设置在驱动单元和压电变压器之间，可以阻挡包含在驱动单元的输出中的谐波分量，由此，可用大致上正弦波驱动压电变压器，从而与压电变压器输入电容的充电/放电相关的损耗大大地减小，以改进压电变压器逆变器的效率。另外，由于谐振电路单元的升压操作可以通过压电变压器支持升压，故可以使用具有较小升压比的压电变压器，并可以使用小尺寸压电变压器和低成本压电变压器。
另外，通过相位差检测单元和频率控制单元的工作，保持输入电压和输出电压之间的恒定相位差的控制允许驱动频率固定在最高的效率的频率附近。由此，即使当将谐振电路单元插入驱动单元和压电变压器之间时，其频率特性为双峰的形式，可以在频率特性的双峰的底部以稳定的方式驱动压电变压器。
由于使用用于控制的系统处于如此的状态，即输入电压和输出电压之间的相位差保持恒定，效率比检测输入电流的系统更令人满意。相应地，可以提供一种尤其适合于需要宽输入电压范围和高效率的目的的压电变压器逆变器。
另外，由于压电变压器逆变器可以通过模拟控制得到，故结构可以简化。
根据本发明的第二实施例的压电变压器逆变器包含：压电变压器，它对施加在初级电极之间的交流输入电压或直流电压实行电压转换；将输出电压提供给连接到次级电极的负载；驱动单元，用于将交流输入电压或直流输入电压分别提供给压电变压器的两个初级电极；低通谐振电路单元，插入驱动单元的输出端和压电变压器的初级电极之间；占空度控制单元，用于控制驱动单元的导通占空度，从而流入负载的电流值与目标电流值一致；相位差检测单元，用于检测压电变压器的输入电压和输出电压之间的相位差；及频率控制单元，用于控制驱动单元的驱动频率，以给予相位差一个特定值。
根据第二实施例的压电变压器逆变器除了有根据第一实施例的压电变压器逆变器的工作优点外还具有以下优点。因为这样的压电变压器逆变器使用驱动单元，将交流电压或直流电压分开提供给压电变压器的两个初级电极，作为这样的驱动单元，例如，可使用采用四个晶体管的全桥式驱动电路。由于使用这样的驱动电路可以增加压电变压器的输入电压，故可以减小压电变压器的升压比。因此，可使用具有简单结构和低成本的压电变压器。另外，由于二次谐波成分更小，故包含在压电变压器输出电压中的畸变成分可以减小。
压电变压器逆变器使用的低通谐振电路可以包含连接到驱动单元的输出端和压电变压器的初级电极之间的线圈以及并联在压电变压器的初级电极之间的电容器，其中电容器的电容不大于压电变压器输入电容的四倍，该输入电容值是在大大低于压电变压器的谐振频率的频率处测得的；并且谐振频率设置在驱动频率的±15％的范围内，其中谐振频率由一个组合的电容和线圈的电感确定，所述组合的电容是电容器的电容和压电变压器输入电容的和。
在使用Rosen型压电变压器点亮冷阴极管的应用中，当压电变压器具有输入电容Cp和低通谐振电路单元的电容Cc与输入电容Cp的比M(M＝Cc/Cp)用作参数，当将M设置为M≤4时，即使LC谐振频率从目标频率fd偏离15％，LC谐振升压比的减少仅处于约-3dB的水平，从而可以得到LC谐振的实际升压操作。
结果，即使当谐振电路单元的线圈的电感和电容器的电容偏离额定值，谐振电路单元的升压比可以保持在实际水平，由此对压电变压器逆变器的特性中的变化的抑制具有很好的效果。
另外，相位差检测电路可以具有两个比较器，其输出终端相互集电极“与”CAND连接，它们是集电极开路输出型或漏极开路输出型。
当使用集电极开路输出型或漏极开路输出型的比较器时，将输出终端以通常的使用来连接从而自动得到AND，不需要另外的逻辑IC计算比较器的输出信号。另外，可以低成本地得到通常包含两个电路的比较器IC。因此，根据本实施例，可以得到低成本相位差检测单元，由此可以压缩压电变压器逆变器的生产成本。
压电变压器最好是λ/2模式的Rosen型压电变压器。
在本发明的压电变压器逆变器中，压电变压器不仅可以使用矩形波驱动，而且还可以使用大致上的正弦波驱动，所述正弦波经谐振电路单元滤波面得到，由此，可以使用易于小型化的λ/2模式的Rosen型压电变压器。因此，使用λ/2模式的Rosen型压电变压器允许压电变压器逆变器小型化。
为了描述本发明，在附图中示出几种模式，它们是目前较好的模式，但是应该知道，本发明不限于图中所示的精确的安排和结构。
图1是说明Rosen-型压电变压器的结构以及驱动该变压器的方法的透视图。
图2示出了压电变压器的各种频率特性的曲线图，其中，(a)表示压电变压器的升压比，(b)表示转换效率，(c)表示输入/输出电压中的相位差，(d)表示输入电压的相位，及(e)表示输入阻抗。
图3是描述在第一传统实施例中压电变压器的频率控制系统原理的示图。
图4是示出根据第二传统实施例的压电变压器逆变器的结构的电路图。
图5(a)和(b)是说明用于上述压电变压器逆变器中的压电变压器的控制系统的示图，其中(a)表示压电变压器的输出电压的频率特性，(b)表示压电变压器的输入电压和输入电流之间的相位差的频率特性。
图6是示出根据第三传统实施例的压电谐振器驱动电路的结构的电路图。
图7是示出根据第四传统实施例的压电变压器逆变器的结构的电路图。
图8是根据第五传统实施例的压电变压器的控制系统的示图。
图9是示出根据第六传统实施例的压电变压器逆变器的结构的电路图。
图10(a)和(b)是示出在安装了LC谐振电路的情况下，压电变压器的输入电压和输出电压中的变化的示图。
图11是示出根据第七传统实施例的压电变压器逆变器的结构的电路图。
图12是示出根据第八传统实施例的压电变压器逆变器的结构的电路图。
图13是示出根据本发明的第一实施例的压电变压器逆变器的结构的电路图。
图14是示出压电变压器的输入电压和输出电压中的相位差与相位差检测电路的输出之间的关系的曲线图。
图15(a)，(b)，(c)是示出压电变压器的大小和压电谐振模式之间的关系的示图。
图16是示出LC谐振电路的升压比的频率特性中大Q和小Q的情况下的差别的曲线图。
图17是示出当压电变压器输入电容与电容器电容之间的比M设定在一参数时得到的，LC谐振峰值频率与在效率最大频率fd中的升压比之间的关系的示图。
图18是相位差检测电路的详细的电路图。
图19是示出根据本发明的第二实施例的压电变压器逆变器的结构的电路图。
图20示出上述压电变压器逆变器中全桥驱动电路的驱动信号波形的例子的示图。
下面，参照附图详细地解释本发明的较佳实施例。
图13是示出根据本发明的实施例的压电变压器逆变器101的结构的电路图。压电变压器102是Rosen型压电变压器，其中在压电基片103区域中，初级电极104设置在压电基片103的两个主表面上，所述压电基片103沿垂直于初级电极104的方向极化，而在压电基片103的另一个区域中，将次级电极105设置在压电基片103的端面上，所述压电基片103沿垂直于次级电极105的方向极化。将压电变压器102的一个初级电极104接地；压电变压器102执行对施加到初级电极104之间的交流输入电压的电压转换，以将负载电流提供给连接到次级电极105的负载106。
由两个开关器件108和109构成半桥式驱动电路107，有时将它称为推挽电路。在图13中，对于两个开关器件108和109，使用P型沟道FET(PchFET)和N型沟道FET(NchFET)。但是，还可以使用其它类型开关器件。连接上臂的P型沟道FET(开关器件108)和下臂的N型沟道FET(开关器件109)的共同的漏极，以形成半桥式驱动电路107。在这种安排下，将来自诸如电池之类的电源的电源电压Vcc施加到P型沟道FET的源极；N型沟道FET的源极接地；并从两个FET的中点(漏极)取得输出。
由线圈111和电容器112形成的T型连接构成LC谐振电路110，其中线圈111连接在半桥式驱动电路107的输出端和压电变压器102的非接地的初级电极104之间，而将电容器112并联在压电变压器102的初级电极104之间。
将占空度控制电路113的输出端连接到两个开关器件108和109(P型沟道FET和N型沟道FET)的栅极，形成半桥驱动电路107。当占空度控制电路113工作时，半桥式驱动电路107接通上臂的开关器件108，并切断下臂的开关器件109，而当占空度控制电路113切断时，驱动电路107切断上臂的开关器件108，并接通下臂的开关器件109。占空度控制电路113以特定的导通占空度接通/切断，以使开关器件108和109交替地接通/切断。当改变占空度控制电路113的导通占空度时，改变半桥式驱动电路107的接通/切断时间，从而可以控制压电变压器102的输入电压的驱动频率。
将负载106和检测电阻器114之间的中点的电压以及来自外边的负载电流控制信号输入占空度控制电路113。由于负载106和检测电阻器114之间的中点的电压与负载电流值成比例，故这允许占空度控制电路113检测负载电流值。占空度控制电路113的导通占空度根据来自外边的负载电流控制信号而改变，并如此地控制，从而使流入负载106的电流值根据负载电流控制信号保持在恒定值。
将负载106，诸如冷阴极管，串联连接到检测电阻器114，而负载106的另一端连接到压电变压器102的次级电极105，而检测电阻器114的另一端接地。
相位差检测电路115检测压电变压器102的输入电压和输出电压(由负载106和检测电阻器114分压的电压)，并将压电变压器102的输入电压和输出电压之间的相位差转换为直流的输出电压。换句话说，相位差检测电路115检测压电变压器102的输入电压和输出电压之间的相位差，并且如图14所示，它根据线性函数形式的相位差改变输出电压。尤其地，当相位差是0°时，输出输入电压Vcc的一半的电压；当相位差为90°时，输出Vcc/4的电压；而当相位差为180°时，不输出电压。
将相位差检测电路115的输出输入到频率控制电路116，将频率控制电路116的输出输入到占空度控制电路113。频率控制电路116允许占空度控制电路113的导通占空度根据来自相位差检测电路115的输出而改变，并控制半桥式驱动电路107的驱动频率，从而由相位差检测电路115检测到的压电变压器102的输入电压和输出电压之间的相位差具有特定的值。
下面将描述压电变压器逆变器101的工作。半桥式驱动电路107通过接通/断开两个开关器件108和109，输出输入电源电压Vcc的矩形波。将半桥式驱动电路107的输出输入到LC谐振电路110，该谐振电路110包含线圈111和电容器112。
LC谐振电路110具有以下两个功能：(1)它消除包含在半桥式驱动电路107的矩形波输出中的谐波分量，并通过使压电变压器102的输入电压接近于正弦波而改进效率；及(2)帮助通过压电变压器102的LC谐振的升压操作来升压。在这种情况下，如此选择LC谐振电路110的常数，从而LC谐振电路110的谐振频率1/[2π√(LoCo)]由总和C0＝Cp+Cc，以及线圈111的电感Lo决定。其中，Cp为压电变压器102的输入电容，从比谐振频率fr低好多的频率上测得，Cc是电容器112的电容，谐振频率大致上与转换效率峰值的频率fd一致。
将LC谐振电路110的输出输入到压电变压器逆变器102的初级电极104，并由压电变压器102升压。此后，将其从压电变压器102的次级电极105提供给负载106。将流入负载106的负载电流通过检测电阻器114转换为电压，并在占空度控制电路113中整流和平滑，以积分并与从外边输入的负载电流控制信号比较。当负载电流小时，即，当积分信号电压小于负载电流控制信号电压时，占空度控制电路113增加半桥式驱动电路107的导通占空度，相反，当负载电流过大时，它使半桥式驱动电路107的导通占空度变小。占空度控制电路113的这种操作允许将负载电流控制在某一目标值。
同时，相位差检测电路115比较压电变压器102的输入电压与负载电流之间的相位差，如图14所示，根据相位差输出直流电压。通常，由于诸如冷阴极管之类的负载106可以看作电阻负载，故检测负载电流的相位等效于检测压电变压器102的输出电压的相位。另外，可以通过将分压器电阻器设置在负载106旁边来使用压电变压器102的输出的检测方法。
频率控制电路116控制工作频率，从而相位差检测电路115的输出与预定的目标相位差一致。在这种情况下，将在工作频率等于转换效率峰值的频率fd对得到的相位差设置为目标相位差，由此，将工作频率钳持在频率特性的双峰值之间的峰底附近的频率上，即，转换效率峰值的频率fd。实际上，由于浮动电容等因素的影响，难以预知应该设置多大的相位差才能具有最高的转换效率。由此，比较实际的是采用通过改变系统的设计开始阶段的目标相位差，找出输入/输出电压之间的相位差(在效率最高时得到)的方法。在本发明的压电变压器101中，有一个优点，即，可以简单地通过改变目标相位差的设置值，促使效率的最佳化。
在执行负载电流的可变控制性能的情况下，输入/输出电压之间的相位差(根据每一个设置的电流值，其效率是最高的)细小地变化。但是，当用于液晶显示屏的背面照明时，在负载电流的变化范围不宽于几倍的应用中，当将负载电流设置在大致上为中等电平时如果将相位差调节得使效率最高，则可能足以使效率的降低最小化(即使负载电流处于最小或最大都是如此)。
如上所述，根据压电变压器逆变器101，由于将LC谐振电路110设置在半桥式驱动电路107的输出端和压电变压器102的初级电极104之间，故可以阻挡包含在半桥式驱动电路107的输出中的谐波分量，以便以大致上正弦波驱动压电变压器102。相应地，与压电变压器输入电容的充电/放电有关的损耗可以大致上为零。
输入电压和输出电压之间的相位差的恒定控制允许压电变压器逆变器101的驱动频率固定在某一频率附近，由此，即使当使用LC谐振电路110而频率特性形成双峰值，驱动频率仍然可以固定在转换频率峰值的频率fd附近，从而可以在最高效率的条件下，以稳定的方式驱动压电变压器逆变器101。
另外，由于使用以恒定的方式控制输入电压和输出电压之间的相位差的方法，故效率比检测输入电流的方法更为符合要求。另外，通过使用模拟控制(而不需使用微机)达到控制，可以简化压电变压器逆变器101的结构。
压电变压器
下面将详细地描述压电变压器102。较好地，将λ/2模式Rosen型压电变压器102用作压电变压器102。下面描述其原因。
在冷阴极管的特性中，当照明频率太低时，冷阴极管的照明特性退化，但是当照明频率太高时，浮动电容引起的泄漏电流增加，并且由此而效率减低，故发生照明的不均匀性。由此，存在最为有效的驱动频率，最希望的是几十个KHz。
图15(a)，(b)和(c)分别示出当驱动频率固定时，λ/2模式、λ模式和3λ/2模式的压电变压器102的尺寸。如图所示，λ/2模式压电变压器102可以使尺寸最小，从而它适合于小型化。但是，在λ/2模式压电变压器102中，如果在输入电压中含有大量二次谐波分量，则激励了λ模式的振荡，并在输出电压中发生畸变，因此，难以控制负载电流。同时在λ模式中，原则上不激励二次谐振分量，并且容易使用，故而常常使用λ模式。
但是，在本发明的压电变压器逆变器101中，由于用经过LC谐振电路110滤波的大致上的正弦波驱动压电变压器102而不是用矩形波来驱动压电变压器102，故几乎不含有二次谐波。结果，在本发明的压电变压器逆变器101中，可以应用λ/2模式的Rosen型压电变压器，它易于小型化，从而在使压电变压器逆变器101更小的问题上具有有利之处。
如图2所示，由于压电变压器102的输入阻抗接近于压电变压器102的最高效率处的频率附近的电阻分量，为了得到充分的滤波器操作，必需将LC谐振电路110的外部电容器112的电容量增加到某一程度。
LC谐振电路
在LC谐振电路110中，可以使用电容器112(它具有不大于压电变压器102的输入电容Cp的四倍的电容Cc)；较好地，将LC谐振电路110的谐振频率1/[2π√(LoCo)](由电容Co＝Cp+Cc的总和，以及线圈111的电感Lo决定)设置在转换效率峰值的频率fd的±15％的范围内。
考虑到怎样在如图13所示的压电变压器逆变器101中确定负载电阻和压电变压器102，唯一地确定在转换效率峰值的频率fd处的压电变压器输入中的电阻分量的大小。在这种情况下，如果电容器112的电容Cc增加，而线圈111的电感Lo减小，可以将LC谐振的Q设置得更高，而谐振频率fr保持不变。换句话说，由于增加了LC谐振的升压操作，压电变压器102的升压比可以较小。为了增加压电变压器102的升压比，常常采用通过初级电极104形成层叠结构的方法。本发明的可以使升压比较小的优点允许减少层数，从而降低了压电变压器102的生产成本。
但是，事实上不可能无限地增加LC谐振的Q。例如，在第9-51681号未审查专利公告中所揭示的传统实施例(第八传统实施例)中，没有描述要设置的LC值的问题，因此难以实施该实施例。在本实施例中，通过确定线圈111的电感Lo的大小和电容器112的电容Cc压电变压器逆变器101的实用性设计是可能的。下面将给出对实施例更为详细的描述。
图16示出当将LC谐振电路110的Q设置得大时(即当电容器112的电容Cc大，而线圈111的电感Lo小时)，以及当将Q设置得小时(即当电容器112的电容Cc小，而线圈111的电感Lo大时)，得到的LC谐振电路110的升压比的频率特性(称为LC谐振升压比)。在这种情况下，为了简化描述，将假设压电变压器102没有升压功能，并且压电变压器102的输入阻抗是纯电容Cp。
在图16中，可见当将LC谐振电路110的Q设置得大时，LC谐振升压比的峰值增加，而能够升压的频带宽度变窄。通常，市场上的线圈111的电感和电容器112的电容的容差大致上是线圈111的电感为±20％，电容器112的电容为±10％。假设压电变压器输入电容的容差也是±10％，LC谐振电路110的谐振频率(也即LC谐振频率)改变为最大值的V(1.2×1.1)＝1.15倍。即，根据LC谐振电路110的常数的选择，有一点是必需的，即，即使LC谐振频率改变15％，在实际值处也不发生由LC谐振引起的升压比的波动。
但是，即使LC谐振频率的谐振频率变化15％，在实际值处也不能发生由LC谐振引起的升压比波动的强制下，难以进行实际设计。结果，将考虑确定线圈111的电感以及电容器112的电容的大小。首先，定义“在实际值处的升压比中没有波动”的意思等于“由LC谐振频率中的波动引起的升压比波动在-3dB范围内”。值-3dB是用于定义Q值的值，并且实际上是一重要的数值。
在使用Rosen型压电变压器102点亮冷阴极管的应用中，将压电变压器输入电容Cp和外部电容器112的电容Cc的比M＝Cc/Cp作为参数。当通过改变线圈111的电感Lo的值而改变LC谐振频率时得到的LC谐振升压比的状态示于图17中。图17的垂直轴表示以最高的转换效率驱动的频率fd处的升压比，f表示在每一个M参数中的-3dB的带宽。如该图所示，当设置M＝4时，即使LC谐振频率偏离目标频率fd 15％，LC谐振升压比的降低在大约-3dB的范围内。更具体地说，虽然这个结果应该根据压电变压器的设计等因素变化，它在实际设计参数的范围内仍然是可用的。换句话说，可以通过将其电容Cc不大于压电变压器的输入电容Cp的四倍的电容器用作外部电容器112来给出LC谐振电路110，以设定LC谐振的谐振频率1/[2π√(LoCo)](它由二个电容的和Co＝Cp+Cc以及线圈111的电感Lo共同确定，其中频率gf的范围是±15％)，得到LC谐振的实际升压工作。
如上所述，根据这个实施例，即使当形成LC谐振电路110的线圈111的电感和电容器112的电容从额定值改变，LC谐振电路110的升压工作可以抑制在实际值，从而对抑制压电变压器逆变器101的特性变化给出很好的效果。
相位差检测电路
对于相位差检测电路115，可使用具有如图18所示的电路结构的装置。在相位差检测电路115中，使用集电极开路输出型或漏极开路输出型的两个比较器121和122。电阻器123连接在比较器121的不反相输入端和反相输入端之间；并通过电阻器124和电容器125将不反相输入端连接到压电变压器102的初级电极104。电阻器126连接在另一个比较器122的不反相输入端和反相输入端；将不反相输入端通过电阻器127和电容器128连接到负载106和检测电阻器114之间的中点。另外，通过将电源电压Vcc由分压电阻器129和130分压得到的电压输入到比较器121和122的反相输入端，它们二者通过电容器131接地。比较器121和122的相连的输出端通过平滑电路连接到相位差检测电路115的输出端，其中所述平滑电路由电阻器132和接地的电容器133构成。另外，比较器121和122的输出端通过上拉电阻器134连接到电源电压Vcc。
在相位差检测电路115中，将便宜的单电源比较器用作比较器121和122。由于如果在单电源比较器中的输入电压是负的，则不可能进行比较，故电源电压Vcc由电阻器129和130分压，其中电阻值R1和R2是相等的，以允许输入端平均电压由Vcc/2偏置。另外，以这种方式进行设计，即通过适当地选择电阻器129、130、124、123、127和126的电阻值R1到R6，使比较器121和122的输入电压处于0到Vcc的范围内。
在相位差检测电路115中，由于将比较器121和122的反相输入端固定在Vcc/2的值处，在不反相输入端的电压不小于Vcc/2期间比较器121和122的输出是高电位(H)。由于不反相输入端的平均电压是Vcc/2，故比较器121在压电变压器102的输入电压为正半周时产生高电平输出，而比较器122在压电变压器102的输出电压为正半周时产生高电输出。在集电极开路输出型或漏极开路输出型的情况下，简单地把两个输出端连接在一起而得到两个输出端的AND，从而对AND输出的平滑允许0°到180°的压电变压器输入/输出相位差转换为直流电压。在这种情况下，如果电阻器134和132的值是R7和R8，当压电变压器输入输出电压具有相同的相位时，输出电压是Vcc/2，当压电变压器输入/输出电压具有相反的相位时，输出电压是零。由此，这样的安排允许形成具有如图14所示的特性的相位差检测电路115。另外，如图14所示的特性可以根据后级电路的特性反相，并且当压电变压器输入/输出电压具有相同的相位时，输出电压可以是零。
通常，可以以非常低的价格得到包含两个电路的比较器IC。另外，当将集电极开路输出型或漏极开路输出型比较器用作比较器时，可通过将输出终端连接在一起使用而自动得到AND，从而不需要另外的逻辑IC。相应地，在图18所示的结构的相位差检测电路115中，可以用低成本得到相位差检测电路115，由此对压缩压电变压器逆变器101的生产成本具有很好的效果。
第二实施例
图19是示出根据本发明的另一个实施例的压电变压器逆变器141的结构的电路图。在压电变压器逆变器141中，压电变压器102的二个初级电极104都可以相对地而浮动，并将全桥式驱动电路142用作驱动电路，代替使用半桥式驱动电路。全桥式驱动电路142由四个开关器件组成。在图19所示的实施例中，采用两个P型沟道FET143和145和两个N型沟道FET144和146，但是也可以应用其他类型的开关器件。并联地连接P型沟道FET143和N型沟道FET144的串联单元和P型沟道FET145和N型沟道FET146的串联单元。换句话说，上臂的P型沟道FET143和145的漏极以及下臂的N型沟道FET144和146的漏极相连，其中将来自诸如电池之类的电源的电源电压Vcc施加给P型沟道FET143和145的源极，而N型沟道FET144和146的源极接地。
四个输出端从占空度控制电路113延伸出来，以连接到各个FET143、144、145和146的栅极。将从P型沟道FET143和N型沟道FET144之间的中点(漏极)的输出通过线圈147加到初级电极104中之一，而从P型沟道145和N型沟道146之间的中点(漏极)的输出通过线圈148加到另一个初级电极104。
电容器149并联到压电变压器102的初级电极104之间的压电变压器102的初级电极侧，其中LC谐振电路110由两个线圈147和148以及电容器149构成。线圈147和148的电感是这样的，即通过LC谐振频率的计算结果得到的所需的电感等于两个线圈147和148串联组合的电感。在这种情况下，两个线圈147和148的电感最好的相等的。
在本实施例中，压电变压器逆变器141的驱动电路142具有全桥式结构，其中电源电压Vcc交替地提供给初级电极104，由此提供给压电变压器102的输入电压可以是两倍。结果，压电变压器102所需的升压比可以较小，由此可以减小压电变压器102上的工作负载。相应地，压电变压器102的初级侧的层数可以减少，从而缩减了压电变压器102的生产成本。
另外，从P型沟道FET143和N型沟道FET144之间的中点的输出Vsw1和从另一个P型沟道FEET145和另一个N型沟道FET146的中点的输出Vsw2的每一个导通占空度都设置为如图20(a)和(b)所示的相等的占空度，(其中将输出Vsw1和输出Vsw2的脉冲宽度设置成相等)，将相位差设置为180°，从而包含在压电变压器输入电压中的二次谐波可以比半桥式的情况下的二次谐波低。由此，即使在使用λ/2模式Rosen型压电变压器的情况下，也可以使输出电压波形的畸变分量更小。
虽然已经揭示了本发明的较佳实施例，实现这里所揭示的原理的各种模式都在下面的权利要求的范围内。因此，应该知道不限制本发明的范围，只按照所附的权利要求。