用于限制CDMA信号动态范围的方法 本发明总的涉及扩频通信系统，以及具体地涉及用于减小传递到基站功率放大器的CDMA信号的动态范围的方法和装置。
在典型的无线通信系统中，基站通过运行在分配的频率范围内的无线电磁链路与多个移动台进行通信。在码分多址(CDMA)扩频系统中(例如由ANSI标准J-STD-008或TIA/EIA标准IS-95A所规定的，这两个标准在此引用以供参考)，所分配的频率范围被划分成宽度为1.23MHz的CDMA信道。每个CDMA信道又被划分为64个码信道，它们共用CDMA信道的全部1.23MHz带宽，每个码信道与一组64个互相正交的扩频码中的相应一个扩频码相联系，所以是称为“码分”。
系统中的每个移动台被分配以64个码信道中的一个码信道，该移动台可以和被分配以这同一个1.23MHz的CDMA信道地另一个码信道的其它移动台共用一个CDMA信道。所以，理论上，多到64个移动台可共用同一个CDMA信道。然而，实际上，可以有几个保留的码信道，由导引信道、同步信道和多达七个寻呼信道占用，允许至少55个(以及多达61个)移动台共用这同一个1.23MHz的CDMA信道。另外，由移动台占用的码信道在IS-95A技术规范中被称为“业务”信道，以及在IS-95B技术规范中被称为“基本”信道。
在前向(基站到移动台)传输时，基站通过例如把其发往的目的地为一个特定的移动台的数据与被分配给所讨论的移动台的码信道有关的扩频码相乘，从而来“扩频”该数据。通常，扩频码是特别选择的比特序列，其速率比数据速率高得多。其发往的目的地为多个不同的移动台的扩频数据被组合、被变换成模拟形式、被调制到高频载波(使它进入到适当的CDMA信道的频率范围内)、以及最后在由基站的天线发射以前被功率放大器放大。
在每个移动台处，在所分配的CDMA信道上的接收信号包含其发往的目的地为该移动台和多达54或甚至60个其它移动台的扩频数据。然而，因为扩频码是互相正交的，所以很显然地，该移动台可隔离出载送由单个扩频码所扩频的数据的码信道，从而恢复出其中所包含的数据。
自然地，重要的是在任何给定的1.23MHz的CDMA信道上以足够高的功率和以足够的保真度发送信号，以使得共用该CDMA信道的所有移动台能够良好地接收。这样，就提出了基站放大器要满足的严格要求，基站放大器因此是基站的一个较昂贵的部件。
例如，考虑打算在特定的1.23MHz的CDMA信道上发送的信号，TIA/EIA标准IS-95A对于允许在相邻的CDMA信道中存在的功率大小施加以严格的限制。通过限制可允许的“溢出”量，这实际上对于基站功率放大器部件提出了高线性度的要求。应当明白，术语“带内失真”和“带外失真”在以后是分别指在预期的1.23MHz的CDMA信道内和在预期的1.23MHz的CDMA信道以外的失真。
在动态情况下，由于基站容纳越来越多的移动台，所以各个扩频数据信号的聚集导致了输入到功率放大器的复合信号的逐渐地更为随机的波形，该实际上取中心约为0伏的高斯概率密度函数(pdf)的形式。为了保持带外失真为最小值，必须确保电压的峰-峰值落在功率放大器的工作范围内，虽然这些峰-峰值由于高斯概率密度函数这是很少出现的。也就是说，功率放大器所需的动态范围是与复合扩频波形的最大电压摆动值有关的。
不幸地，功率放大器的价格随着需要它工作的输入电压范围的增加而惊人地提高。所以，重要的是，要保持输入电压相对较低，即，限制由相乘的扩频数据信号产生的复合波形的范围。明显地，除了采用具有较高的输入电压额定值的更昂贵的功率放大器以外，用于限制复合波形的范围的一个解决办法是相应地限制共用该1.23MHz的CDMA信道的用户的数目。
然而，如果在特定的区域内的移动台密度很高，则在给定的CDMA信道中最大允许的用户数目会很容易地超过，从而要求使用附加的CDMA信道或甚至基站，这对于电信业务提供者是代价高昂的选择。这种方案和其它的现有技术解决办法明显地都是不经济的，因为这导致用于应付在用户数目增加时临时出现(虽然是自然的出现)的高峰电压的重大投资。
本发明的目的是缓和或克服现有技术中的一种或多种缺点。
所以，按照第一广义方面，本发明可以被归结为一种用于修改进输入CDMA前向链路的多个输入数据流的系统，该前向链路具有用于按照多个扩频码来扩频多个输入数据流由此产生各自的多个扩频的数据流的装置，以及具有用于组合、调制、和超外差处理多个扩频数据流由此产生具有一个动态范围的复合信号的装置，该系统包括：用于从多个输入数据流计算多个校正因子的装置；以及用于按照校正因子改变输入数据流的装置；其中校正因子取能够限制复合信号的动态范围的数值。
按照第二广义方面，本发明可被归结为一种用于从多个输入数据流产生复合信号的系统，复合信号具有一个动态范围，该系统包括：用于按照多个校正因子改变输入数据流以及用于产生各自的多个修改的数据流的装置；用于按照多个扩频码来扩频多个修改的数据流由此产生各自的多个扩频的数据流的装置；用于调制、超外差处理、和组合多个扩频数据流由此产生复合信号的装置；以及用于从多个输入数据流计算多个校正因子的装置，其中校正因子取能够限制复合信号的动态范围的数值。
按照第三广义方面，本发明可以被归结为一种用于修改输入CDMA前向链路的多个输入数据流的方法，该前向链路具有用于按照多个扩频码来扩频多个输入数据流由此产生各自的多个扩频的数据流的装置，以及具有用于组合、调制、和超外差处理多个扩频数据流由此产生具有一个动态范围的复合信号的装置，该方法包括以下步骤：从多个输入数据流计算多个校正因子；以及按照校正因子改变输入数据流；其中校正因子取能够限制复合信号的动态范围的数值。
按照第四广义方面，本发明可被归结为一种用于从多个输入数据流产生复合信号的方法，该复合信号具有一个动态范围，该方法包括以下步骤：按照多个校正因子改变输入数据流和产生各自的多个修改的数据流；按照多个扩频码来扩频多个修改的数据流，由此产生各自的多个扩频的数据流；调制、超外差处理、和组合多个扩频数据流，由此产生复合信号；以及从多个输入数据流计算多个校正因子，其中校正因子取能够限制复合信号的动态范围的数值。
按照第五广义方面，本发明可被归结为一种包含软件的计算机可读出的储存媒体，当它在处理器上运行时，它遵循一系列步骤，以产生多个用于分别相应地改变被馈送到CDMA前向链路的多个输入数据流的校正因子，该前向链路具有用于按照多个扩频码来扩频多个输入数据流由此产生各自的多个扩频的数据流的装置，以及具有用于组合、调制、和超外差处理多个扩频数据流由此产生具有一个动态范围的复合信号的装置，这些步骤包括：周期性地存储输入数据流的瞬时值；对于所述瞬时值实施变换，由此产生第一时间序列；把一个失真模型加到第一时间序列，由此产生第二时间序列，对于该第二时间序列实施逆变换由此产生失真的瞬时值；以及把每个校正因子设置为等于各个瞬时值与失真的瞬时值之间的差值的函数的一个数值；其中由校正因子对输入数据流的修改减小了复合信号的动态范围。
按照第六广义方面，本发明可被归结为一种包含软件的计算机可读出的储存媒体，当它在处理器上运行时，它遵循一系列步骤，以产生多个用于分别相应地改变被馈送到CDMA前向链路的多个输入数据流的校正因子，该前向链路具有用于按照多个扩频码来扩频多个输入数据流由此产生各自的多个扩频的数据流的装置，以及具有用于组合、调制、和超外差处理多个扩频数据流由此产生具有一个动态范围的复合信号的装置，这些步骤包括：周期性地存储输入数据流的瞬时值；把所述瞬时值共同地与多个表格项目进行比较，每个表格项目相应于瞬时值的一个集合，它引起复合信号的高的幅度变化以及与一组校正因子有关；如果这些瞬时值共同地与多个表格项目中的一个表格项目匹配，则从所述表格提取相应于所述表格项目的校正因子组；否则，把校正因子设置为各个相应的缺省值。
现在将参照以下附图描述本发明的优选实施例，其中：
图1是按照现有技术的CDMA前向链路传输系统的方框图；
图2A和2B分别显示纯洁的和失真的时域波形；
图3A和3B分别显示图2A和2B的纯洁的和失真的波形的频域表示；
图4A和4B分别显示图2A和2B的纯洁的和失真的波形的代码域的表示；
图5是按照本发明的、要被附加到图1的系统的改进的方框图；
图6是描述在图5的本发明系统中的校正算法的运行的优选模式的流程图；以及
图7是描述在图5的本发明系统中的校正算法的运行的另一个模式的流程图。
在图1上，显示了按照现有技术的CDMA前向链路传输系统100，它提供用于多达64个单独的业务和辅助信道的多个接入。把n作为时间参量，64个数据流si(n)，i∈{1，...，64}被输入各自的卷积编码器101，它们产生各自的编码数据流di(n)，i∈{1，...，64}。在电信环境中，与业务信道有关的每个数据流si(n)，可以以每秒9.6kbt的速率载送其传送目的地为各个移动用户的编码的语音。在与各个业务信道有关的数据流si(n)中的每个单元的数字值是二进制的，它们是从集{-1，1}中选择的。对于未使用的信道，在相关的数据流si(n)中的每个单元的数字值是零。
卷积编码器101通过附加冗余度来改进与业务信道有关的数据流si(n)的坚固性。它们的使用在技术上是熟知的；在IS-95A CDMA标准中，例如采用半速率卷积编码器，以产生以两倍的输入速率的编码数据流，即，卷积编码器具有19.2kbps的输出速率，称为符号速率。编码器101通常被布置在构成传输系统100的部件的数字信号处理器(DSP)中。卷积编码器101不影响本发明的功能，但按照TIA/EIA标准IS-95A或ANSI标准J-STD-008，它被包括在这里。
在某些情况下，前向链路传输系统100可包括附加处理单元，用于紧接在卷积编码后进行符号重复和块交织，然而这些元件对于解释本发明的功能是不重要的，所以把它们从图1上略去。
以19.2kbps的编码数据流di(n)出现在连接编码器101到各自的乘法器102的信号线上，在乘法器102中，编码数据流di(n)与各自的沃尔什(Walsh)码wi(k)相乘，由此产生各自单独的扩频信号t1(k)，...，t64(k)。沃尔什码wi(k)，i∈{1，...，64}，每个具有共同的速率，被称为码片速率，它通常高于符号速率。例如，在IS-95A CDMA中，符号速率是19.2kbps，而码片速率是1228.8kbps。时间变量n和k分别代表符号周期和码片周期，它们典型地是64∶1的比值，或约52微秒比约814纳秒。
沃尔什码wi(k)由沃尔什码发生器120产生，它产生多达64个以码片速率的这样的码(取决于工作用户的数目)。沃尔什码发生器120典型地是数字信号处理器，它运行用于按照已知数学公式产生沃尔什码的算法。沃尔什码发生器120与符号速率同步，并在接连的符号间隔之间，产生64个周期性二进制值(-1和1)的沃尔什码w1(k)，...，w64(k)，每个具有64个码片的长度。
因为沃尔什码wi(k)是以码片速率产生的，所以乘法器102也以这个速率运行，每个乘法器以每814纳秒(近似值)执行一次乘法。在与各自的沃尔什码wi(k)相乘以后，各单独的扩频信号ti(k)遵循以下典型的步骤：信号相加、脉冲成形、伪噪声扩频、进行超外差、调制、和数字-模拟变换(以适当的次序)，它们被显示为由通用信号调节块103所执行的。最终得到的调制和超外差的模拟扩频信号或简称“复合模拟信号”108被馈送到功率放大器109，它然后产生放大的信号110，通过天线111把它发送到远端移动台(未示出)。
现有技术传输系统100受到由被馈送到功率放大器109的大的信号幅度所引起的严重的缺点损害。通过首先详细考虑现有技术的系统是如何起作用的，就可最好地理解这些缺点。因此，继续参照图1，在符号时间n0和n0+1之间，来自编码数据流di(n)的每个瞬时值di(n0)顺序地乘以所有64个有关的沃尔什码wi(64n0)，...，wi(64n0+63)，产生64个单独的扩频信号序列ti(k)，每个序列长度64。
在每个符号间隔内，64个序列ti(k)，其每个序列长度64，将传送通过信号调节块103，这除了进行数字-模拟转换以外还进行正交和载波调制，由此产生最终得到的复合模拟信号108。
可以指出，调制是线性运算。所以，为了检验复合模拟信号108的幅度摆动的行为，代之以分析通过以分量方式附加64个扩频信号序列ti(k)而在151处形成的复合数字信号的幅度变化是合适的。最终得到的样本序列，其被表示为p(k)，代表复合数字信号，其幅度变化直接正比于功率放大器109的输入端处经受的幅度变化，其中假定由信号调节块103无失真地进行数字-模拟转换和载波调制。
图2A显示从64个单独扩频信号序列ti(k)的总和得出的序列p(k)，正如已经描述的，它们本身是通过把编码数据流di(n)的瞬时值di(n0)乘以各自的沃尔什码wi(k)而建立的。为了解释的目的，信道9到24被选择为业务信道，其余的信道保持为未使用的，然而要考虑到，在按照IS-95A或ANSI J-STD-008的系统中，导引信道将出现在信道1，同步信道可以出现在信道33，寻呼信道可以出现在信道2到8，以及将有任意数目的业务信道分布在信道8到31和信道33到63之间。
在业务信道9到24上对于编码数据流di(n)的实例数值可被选择如下：
0，i∈{1，2，...，7，8，25，26，...，63，64}
di(n0)＝1，i∈{9，11，12，13，14，15，18，20，22，24}
-1，i∈{10，16，17，19，21，23}
因为业务信道数据是时变的，所以编码数据流di(n0+m)，i∈{9，...，24}，m＝{1，2，...}的随后的数值将在-1和1之间以看来是随机的方式变化，而编码数据流di(n)，i∈{1，...，8，25，...，64}将保持在数值零。
虽然不言而喻，沃尔什码w1(k)与修改的数据流d’1(n)有关等等，但有可能特定的沃尔什码将与特定的业务信道有关。对特定的“业务码”的这种方式的分配正好相应于由沃尔什码发生器120执行的沃尔什码的数学置换。
数学上，序列p(k)是由把所谓的沃尔什-哈达玛(Walsh-Hadmard)算子(或“变换”)H施加到di(n0)上而组成的。这个运算可被看作为从编码数据流di(n)在时间n0时的瞬时值构建一个数据矢量d(n0)＝[d0(n0)d1(n0)...d63(n0)]T，然后用哈达玛(Hadmard)矩阵左乘(left-multiply)数据矢量d(n0)，得出结果列矢量，其元素是在序列p(k)中的单独的样本。
从图2A上的序列P(k)的图可以看到，少数的点具有相对较大的幅度。(大幅度的出现情况实际上比起从序列p(k)的单个实例推论出的远少得多，因为数据矢量d(n0)的大多数组合将不会引起最终得到的序列p(k)中的显著的摆动。所以要考虑到，所显示的例子是故意地和小心地选择的，以便展示这种少有的事件的发生。)
回想到，序列p(k)的情形被反映到复合模拟信号108的情形中，通过考虑加到序列p(k)的类似的失真来检验放大器失真对复合模拟信号的影响是有用的。参照图2B，序列p(k)被显示为经受了所谓的立方失真，导致产生失真的序列q(k)。加到原先序列p(k)上的其它类型的失真导致产生不同的失真的序列q(k)，但保持一个共同的特性，即失真的序列q(k)具有比起原先序列p(k)低的峰值电压摆动。由功率放大器109造成的这种“削波”导致有害的效果，这在频域或代码域上可更清楚地看出。
在频域上，考虑复合模拟信号108的频谱，而不是序列p(k)，因为通常要处理被充分调制的和超外差处理的信号的功率谱密度。因此，参考图3A和3B，它们分别显示“纯洁”信号的频谱以及受到放大器削波的失真信号的频谱。二者都包括在CDMA信道301上重要的频率分量，但也可看到，失真的频谱(图3B)占用了在CDMA信道301外的相当数量的频率分量302。
由于放大器削波造成的这种附加的不想要的频率成分302外溢到相邻的CDMA信道，按照这里采用的惯例，这被称为带外失真。按照IS-95A标准，带外失真302的程度必须低于某个极限，由此得出，功率放大器削波应当尽可能多地避免。在图1的现有技术系统中，这可通过提高功率放大器109的功率额定值或通过减少共用分配的频带301的用户(业务信道)的数目来实现，这两个任选项都是相当昂贵的。传统上，系统设计者常常被迫采用这两个昂贵的任选项中的一个任选项，以试图避免实际上很少出现的情况，即，在功率放大器109的输入端处特别大的信号，或等同地，序列p(k)中相对于零值的非常大的偏移。
还是在图3中，某个所谓的带内失真量(如在上面规定的)可看作为CDMA信道301内两个频谱的差值，它最好在代码域中进行分析。重要的代码域工具是代码域功率谱，它确定出现在给定的时间序列中的每个沃尔什码的量。代码域功率谱可通过首先把沃尔什-哈达玛算子H的逆算子加到给定的序列，然后得到结果的幅度(或幅度平方)。沃尔什-哈达玛算子H(或变换)的逆可很容易从(通常)沃尔什-哈达玛算子得出，因为二者由简单的比例因子相联系。
显然，如果在通过变换数据矢量d(n0)得出的序列p(k)中不存在噪声或失真，则逆运算互相抵消，以及序列p(k)的代码域功率谱将等于数据矢量d(n0)的幅度。在图4A上，显示了序列p(k)的代码域功率谱，可以看到，业务码wi(k)i∈{9，10，...，23，24}的代码域功率电平是相同的，以及在代码域中占支配地位。“寄生”码(即，与不用的信道有关的沃尔什码)的功率电平比起业务码的电平至少低50dB，表示一个相对地无噪声的序列p(k)。
另一方面，图4B显示通过应用立方失真函数而从“原先”序列p(k)得出的失真序列q(k)的代码域功率谱。功率放大器109的削波效应相似于立方的(或高阶)失真，由相对较突出的寄生码401的出现而被证明。而且，业务码wi(k)i∈{9，10，...，23，24}在它们包含的代码功率量中稍微变化。如果在未失真的和失真的码功率谱之间的码功率电平上的差值太大，即，如果有过量的带内失真，则当编码数据流由移动终端接收、解调、和随后的译码时，会出现数据错误。IS-95A标准因此为处在发送的信号中的带内(代码域)失真量给出指南。通常，一定的带内失真量是可以容忍的，不会导致预期要被发送的数据的错乱。
根据以上所述，可以明白，放大器削波导致带内和带外的失真，这影响了传输系统的性能以及可使得系统不与TIA/EIA标准IS-95A或ANSI标准J-STD-008相兼容。在本发明中，主要目标是通过“校正”编码数据流di(n)而附加上可控制的带内失真量来显著地减小带外失真量(即，溢出到相邻的CDMA信道)。通过预期在内部产生的时间序列p(k)的版本中大的偏离值，防止了在复合模拟信号108中的大的信号摆动的出现，由此允许使用具有低的功率额定值的功率放大器，同时，编码数据流di(n)只轻微地被扰动，以使得在由目标移动台译码数据时不导致不可接受的误码率。
按照本发明，所以，图5显示了要被插入在紧接在图1中的编码器101以后的处理块150。处理块150包括多个延时单元502，用于分别接受编码数据流di(n)和产生各自的延时数据流zi(n)。编码数据流di(n)也引入可在数字信号处理器上执行的校正算法504。延时数据流zi(n)引入到各个相加器，它也接受来自校正算法的各个校正因子ei(n)，导致各个修改的数据流d’i(n)。
如图5所示，本发明可以通过截断和修改编码数据流di(n)而在现有的前向链路传输系统内实施。在这种情况下，校正算法504可以被布置在用于执行沃尔什码产生的同一个数字信号处理器中。可替换地，本发明可以在现有的前向链路传输系统的外部通过在原先数据流si(n)进入系统之前截断和修改该数据流而被实施。
在运行时，要被修改的数据流在本情况下是编码数据流di(n)，它们分别进入延时单元502，由此它们的每个被延时一个符号周期。每个延时的数据流zi(n)(它是相应的编码数据流d1(n)的延时的版本)通过在相应的相加器503中附加上校正因子ei(n)而被校正。在“校正”以后，相应于业务信道的修改的数据流d’i(n)不再被限制为具有-1或1的数值。同样地，相应于不使用的信道的修改的数据流d’i(n)不再必须是数值零。
现在借助于用来表示图5的各种信号的矢量表示法来提供关于校正因子ei(n)如何由校正算法504产生的功能性描述。例如，可便利地把多个编码数据流di(n)看作为时变的数据矢量d(n)＝[d1(n)d2(n)...d64(n)]T。同样地，可便利地构成延时的数据矢量z(n)、校正因子e(n)、和修改的数据矢量d’(n)。
现在参考图6，图上显示了校正算法504的优选的运算。
方框601：用n0表示n的当前值，校正算法504获取每个编码数据信号di(n0)的当前值，产生数据矢量d(n0)。
方框602：校正算法立即产生序列p(n)，它可以如前面所述地、即通过把所谓的沃尔什-哈达玛算子H应用到编码数据流di(n0)i∈{1，…，64}或通过用哈达玛矩阵来左乘数据矢量d(n0)而被得出。沃尔什-哈达玛变换是与离散富立叶变换(DFT)密切相关的，从而，有多种被建议用来提高该变换的计算效率的信号处理算法，称为快速哈达玛变换(FHT)算法。
方框603：校正算法把预选择的失真函数应用到序列p(k)上，以便于产生失真的序列q(k)。可以发现，一个可接受的失真模型是立方函数，它被用来描述放大器的输入-输出曲线的形状。其它的奇次幂、特定的曲线形状、或它们的组合，可被使用来做由放大器引入的失真的模型，称为“软削波”或“软限幅”。
另外，如果所选择的失真函数精确地对功率放大器109的影响进行了建模，则在这种情况下的失真的序列q(k)将很逼近地近似于在图2B上已经遇到的失真序列q(k)。
方框604：沃尔什-哈达玛逆算子H-1被应用到失真的序列q(k)，以便于得到失真序列的代码域表示式。具体地，这可通过用失真的时间序列q(k)来构建列矢量和用哈达玛矩阵来左乘这个矢量以获得失真的数据矢量f(n0)而达到。这个失真的数据矢量f(n0)是失真序列q(k)的代码域表示式，以及在失真的条件下，将呈现对于数据矢量d(n0)的非相似性。
方框605：代码域差异可通过构成校正矢量e(n0)＝d(n0)-f(n0)而被量化。校正矢量e(n0)的各单独元素是在时间n＝n0时要被分别附加到延时的编码数据流zi(n)＝di(n-1)上的校正因子ei(n)。因为编码数据流的修改以一个符号周期的延时而发生，所以最好是校正因子ei(n)是在这样的一个间隔内计算的，即，希望在符号周期内执行方框601-605。
可以看到，修改的数据流d’i(n)将包含在代码域中通过附加上校正因子ei(n)而被引入的带内失真的某个水平。虽然这防止功率放大器109引入带外失真，但过多的代码域补偿当译码实际的数据比特时可能带来严重的问题。这明显地是在对抗带外失真的同时可被安全地附加上的带内失真量之间的折衷的表示。有利地，由本发明的校正算法引入的代码域失真量是可控制的设计参量。
图6所示的校正算法可通过加上可任选的步骤(方框606)而被改进，这个步骤集中在通过相加器503进行相加以前修改校正矢量e(n0)的所选择的元素。对于哪个编码数据流di(n)是要被修改的选择，可以是直接了当而完全不作任何选择，即把校正因子加到所有的编码数据流。(包括任何未用的具有数值零的编码数据流，但其数值在加上非零的校正因子以后，将变成为非零值。)
另一方面，只修改那些与业务信道有关的编码数据流di(n)，可能是更实际的。在这种情况下，采用乘法器(用以代替相加器)以便于把编码数据流乘以各个相应的校正因子(用以代替实行加法)是可行的。在再一个变例中，校正算法可以只应用超过或低于某个门限水平的校正。所建议的用于选择哪个编码数据流进行修改的方法可取决于代价、性能、和复杂性等的对象，留给单独的系统设计者来作出这种选择。
已经发现，在大多数情况下，复合模拟信号108的动态范围通过附加上相对较小的可容忍的带内失真量而被大大减小。因此，本发明系统中使用的功率放大器109的功率额定值可被减小但在性能方面实际上没有损失，这降低了基站的每个用户的费用。
虽然已描述和显示了本发明的优选实施例，但本领域技术人员将会看到，各种各样的修改和变化是可能的。例如，在系统中可以有大于或小于64个可提供的信道，这取决于所需要的容量，虽然IS-95A标准限制这个数目最大为64。而且，由于每个激活的用户典型地只与一个业务信道有关，低于最大数目的用户会留下未使用的信道的余额。在业务信道数目低于可提供的信道数目的情况下，本发明并不采用在可提供的信道之间的业务信道的特定次序。
而且，如所讨论的，通常并不把几个信道保留作为控制、同步、或寻呼信道。无论如何，为了描述本发明的目的，这样的信道可被忽略或作为附加的业务信道被处理，而功能上没有任何降低。另外，应当明白，虽然按照TIA/EIA标准IS-95A，已经选择了符号速率(19.2kbps)、码片速率(1228.8kbps)、码片速率对符号速率的比值(64∶1)和信道数(64)的值，但其它数值也可被使用而不背离本发明的精神。
而且，有可能改进校正算法504的计算效率。由于只有数据矢量d(n0)的很小量的可能组合将在相应的序列p(k)和放大器复合模拟信号108中产生大的偏离，所以有利的是把所有这样的矢量连同相应的预先计算的校正矢量e存储到查找表中。对于导致产生重大的信号偏离的每个数据矢量d(n0)，通过使用图6的方法或它的一种变例，将被填充入查找表的校正矢量e可以被提前进行计算。现在参照图7描述使用这样的查找表方法的算法。
方框701：在每个符号间隔从编码的时间序列di(n)的瞬时值形成数据矢量d(n0)。
方框702：搜索包含有所选择的数据矢量和相关的错误矢量的查找表。搜索可对于整个数据矢量d(n0)或可能只根据相应于业务信道的数据矢量d(n0)的那些元素来进行。
方框703：通过咨询查找表，可确定是否找到了一个等于数据矢量d(n0)或等于包含相应于业务信道的d(n0)的元素的子矢量的矢量。如果搜索到：查找表揭示出了一个对于数据矢量d(n0)的匹配，则进入到方框704。否则，可以得出结论：在复合模拟信号108中将不出现重大的偏离值，因此不需要将校正施加到编码数据流di(n)中。
方框704：如果在查找表中找到对于数据矢量d(n0)的匹配，则可提取对于每个编码数据流di(n)的校正因子ei的相应的校正矢量e.由于业务信道数目和编组是动态的，所以在这一点可以采取附加的(可任选的)步骤以修改校正矢量e，从而使得只有所选择的编码数据流(例如与业务信道有关的编码数据流)被修改。
显然，如果导致重大幅度摆动的数据矢量d(n0)的数目相对较小，则图7的算法的应用将导致重大的计算节省，因为只需要非常小量的搜索以及几乎不需要计算。
应当明白，本发明并不限制于使用沃尔什-哈达玛变换或使用沃尔什码来扩频序列。事实上，可以使用任何其它的正交或准正交码组(例如金码)连同相应的变换，而不用这里具体描述的代码和变换。
所以，从本发明的许多进一步的可想象到的变例看来，本发明的范围只由这里的附属权利要求限制。