在可变结构控制系统中以可控频率控制开关的方法和装置 本发明属于脉冲调制领域。较明确地说，本发明涉及开关控制的脉冲频率和宽度的控制，特别是功率(电源)开关控制的脉冲频率和宽度的控制，本发明的应用领域专门是可变结构控制系统(滞后控制，直接力矩控制(英语中为DTC：“Direct Torque Control”))以及脉冲宽度和/或频率的调制(MLI)。
现代的电力装置主要由图1所示的4个功能模块组成。
电源11可以是直流的、单相交流的、或三组交流的。电源(功率)变换器12的功能是确保使电源能适配于负载13正常工作所需的供电类型：
-把恒定的直流电源转换成频率和振幅可变的单相交流电源；
-把三相交流电源转换幅度可变的直流电源；
-等等。
这种电源类型转换管理由控制模块14实行。该模块一般有两个功能：
-一种或多种负载量的伺服(或调节)
-把调节器地输出转换成电源开关的控制信号。
相对于普通的控制系统来说，可变结构的控制系统使用日益增多。这一技术也叫做“滑动模式控制”或“直接力矩控制”(英语中为DTC：“Direct Torque Control”)。
可变结构控制系统可以分为两大类，分别如图2和3所示。
图2示出利用状态反作用转换来进行结构改变的情况。电力系统21接收来自一个放大器22的电压，而该放大器的输入电压(命令电压)是根据在转换规则S(x)25控制之下的转换开关24的作用，从两个模块K1和K2(231和232)的输出中选出的一个输出。
另一方面，图3示出的是由转换放大器(电源转换器)的电平来进行结构改变的情况。其中转换规则S(x)控制转换器31，使其提供所选出的电压Emax或Emin。
转换规则S(x)是从命令与系统的状态变化之间的关系出发来推导出的，以便保证稳定性、坚固性、和命令的连续性，并设定：
U＝Emax若S(x)＞0
U＝Emin若S(x)＜0。
这种控制的优点是有非常快速的动态性能和对各种参数变化的非常好的平移性。转换可能达到非常高(理论上无限高)的频率，使系统工作于滑动模式。
在目前的实践中这一方面是一个主要的困难。实际上，对于向电力系统供电的静态转换器12的开关的这种控制还没有相应的频率控制。在某些情况下这样的频率可能对静态转换器是有害的。
这一问题是众所周知的。已经对此提出了许多解决方法。
-用滞后替代调节器的输出继电器，其中滞后的带宽根据系统的参数来计算，根据工作点把滞后带宽与控制系统结合起来；
-增添一个辅助估计器和一个转换频率调节器。这个“频率控制器”的参数是根据被控制系统的参数计算的；
-把“可变结构”的调节器分解成两个子调节器：一个根据能使被控制系统的模型线性化导出，另一个是基本调节器的图象结构。它使动态过程闭环并具有对弱变化参数的稳固性。
此外，对于调节三相交流电机电流的情况，存在着两种典型的方法，即MLI(脉宽调制)控制和滞后控制。
电源是直流电压型的(即与交流电压型不同，其电压平均值不为零)，负载是三相同步或异步电机，而电源转换器是一个三相电压交流器(把一个恒定直流电压转换成频率和振幅可变的三个交流电压)。控制模块应使电机的电流跟随于三个交流参考电流，例如正弦形电流。
MLI控制原理如图4所示。
参考电流41与测量电流42之间的误差被一个校正器43处理。电源开关44和45的控制由可对调节器43的输出与一个频率远远高于参考电流频率(40至100倍甚至更多)的三角形信号47进行的比较46得到的。
这种类型的控制可保证电源开关以恒定频率(调制三角形信号的频率)转换，但电流的波动则与负载参数和工作点有关，不受到控制。一般，调节器的设计基于保证线性控制，这将在线性传递函数中引入一个固有的相移，所以它至少要用到一个复杂的校正器，其中需要一个功能足够强的处理器或一个十分复杂的模拟电路板。
在所有这些情形中，控制的质量都与系统模型参数的确定精度直接相关。
第二种方法用来使控制的性能对于电流的各种频率不敏感，该方法通过插入一个非线性变换(称作派克(Park)变换)矩阵来实现基底的改变，从而把交流成份量改变成新基底中的直流(恒定)成份。在该基底中电流是直流的，而校正器是按照能保证在零频下有良好性能来设计的。
这种方法可免除电流调节器合成时参考电流的频率变化问题，但对系统模型参数的敏感性仍与前一种方法相同。
滞后控制的原理如图5所示。它利用三个带滞后的比较器51(对于三相系统情形)把电机中的实际电流保持在一个中心位于参考电流上的设定带宽之内。
这样虽然控制了电流波动，但转换的频率却是不受控的和变化的，它主要取决于所设定的带宽和被控系统(本情形中为电机)的时间常数。这个方法有如下优点：
-一个简单的具有滞后性的比较器51就可以控制电流并产生对电源转换器的开关控制。
-控制是非线性的，从而有可能给出接近于零的相移和使参考电流与实际电流之间的增益误差最小化；
-控制性能不太敏感于系统模型的参数。
作为代价，该方法也有一些不利之处，尤其是控制信号44和45对电源开关转换频率的控制不良：
-在电源转换器这一级上有十分大的转换限制(发热、转换不良，…)；
-转换频率的变化可能是产生刺耳噪声的根源。
所以，这些已知技术中没有一种是令人满意的。事实上，它们完全取决于被控系统的参数，所以肯定会损害可变结构控制所应有的优点，从普遍性来说则更是如此。
此外，它们常常是昂贵的。它们需使用复杂的电子装置，甚至需要十分快速的处理器。
于是，本发明的明显目的是缓解当前技术的这些困难。
较准确地说，本发明的目的是为可变结构控制系统中的静态转换器提供一种转换控制技术，该技术将非常不敏感于被控系统参数的变化，甚至实际上在一级近似下与参数变化无关。
本发明的另一个目的是提供一种实施简单且较价廉的技术。
本发明的又一个目的是提供一种能实现适应于集成电路的技术。
本发明的再一个目的是提供这样一种技术，它能兼容于所有类型的系统，特别是既能工作于各种单相系统也能工作于各种多相系统。
根据本发明，上述这些目的和下面将看到的另外一些目的都是借助于对可变结构控制系统中的至少一个电源转换开关的接通时间和周期的控制方法来达到的，这种类型的系统包括至少一个能提供对应于一个电力系统的给定电信号的转换开关，其中的电信号取决于一个考虑了参考输入信号的控制信号和一个从上述电力系统输出中采样的反馈信号，根据该方法，在上述控制信号上加上一个频率可控的振荡，该振荡是通过给上述反馈信号加以滤波而得到的，上述滤波要求在反馈和滤波的信号与电力系统的输入信号之间对上述可控频率引入一个-180°的相移。
换句话说，根据本发明将对控制信号产生一个调制。于是可以证明，该反馈路径保证了两个功能的结合：伺服功能和振荡功能，前者是因为控制信号跟随了参考输入信号，后者能把转换开关的切换限制在一个给定的最大频率之内。
应该指出，这个方法对于本技术领域的人们来说完全是一个新方法，或者更确切地说，是与人们的偏见相反的。事实上，控制专家们总是在这种系统中追求避免发生振荡，他们认为振荡与不稳定是同义词。
本发明同样还涉及至少含有一个实施这种方法的电源转换器的控制装置。于是这种装置将包括对上述控制信号施加一个频率可控的振荡的装置，该振荡是通过对上述反馈信号进行一个滤波而得到的，上述滤波要求在反馈和滤波的信号与上述电力系统的输入信号之间对上述可控频率引入-180°的相移。
这一结果是借助于一个设置在放大装置的输出与输入端之间的一个功能件来获得的。在一个具体的实施方式中，该功能件可以借助于一个其固有频率接近于上述可控频率的模拟电子滤波器得到。
根据实施方式和应用情况，上述可控频率可以是几乎恒定的或可调节的。对于后者，上述滤波装置例如可以是一个带有可转换容量的滤波器。
此外，本发明装置既适用于单相系统，也适用于多相系统。
对于多相系统的情况，该装置最好对每一相都包括：
-一个反馈信号滤波器，该滤波器能对上述可控频率在反馈和滤波信号与电力系统输入信号之间引入-180°的相移，以及
-一个低通与高通相结合的滤波器，其中低通滤波器把上述控制信号输送给一个第一比较器，高通滤波器把上述控制信号输送给一个第二比较器。
本发明装置可以用模拟装置实现，这样可得到十分快速和比较价廉的装置。
特别是对于多相系统情形，它也可以用模拟装置和数字处理装置实现。同样，它也可以得到比采用完全数字化的已知系统更高的性能。
本发明装置最好植入在一个集成电路中。由于实施本发明比较简单，所以这是可能的。也可以制作成单个的，可在十分广泛的领域中找到应用的部件。
应该指出，与各种已知的技术不同，本发明的方法装置，和系统并没有要求精确已知待供电负载的参数。换言之，本发明的方法最多只需要知道被控系统的一级近似数量级。
本发明当然还涉及应用这种装置的可变结构控制系统。
通过下面结合附图对一个作为简单的说明性而非限制性的例子的本发明的实施方式的说明，本发明的另外的特点和优点将变得更为清楚，在附图中
-已经提及的图1至5是关于现有技术状态的：
·图1示意性地说明一个能应用本发明的系统；
·图2和3是控制一个可变结构系统的两种已知的实施方式，分别对应于通过转换一个反向作用状态或转换放大器的电平来进行结构改变的情况；
·图4示出已知的利用脉宽调制的控制原理；
·图5示出同样是已知的滞后控制原理；
-以下各图涉及本发明及其实施方式：
·图6A和6B示意性地示出两种可能布局下的本发明一般原理；
·图7说明图6系统的详细理论结构；
·图8示出用于研究系统的线性部分的模型；
·图9至12是图8模型的增益和相位的BODE曲线；
·图13是本发明的完整系统；
·图14示出利用图13系统获得的信号；
·图15是图14的局部放大图；
·图16示出实施本发明的系统的一个例子；
·图17示出在图16系统上记录的信号；
·图18示出图16系统的负载中的电流频谱；
·图19示出分析调制器起动的仿真模型；
·图20和21示出用图19模型得到的信号；
·图22示出调制器在一个直流电机的控制模型中的应用情况；
·图23示出在图22情况中记录的电流；
·图24是为三相负载设计的一种本发明实施方式；
·图25和26示出图24情况中得到的电流；
·图27示出在多相负载情况下对其中一相的另一种实施方式。
本发明的原理
用6A和6B说明本发明的一般原理。待供电负载61典型地从一个放大器62接收功率，后者的电源开关由误差信号63控制。
如前所述，本发明的新颖性主要在于误差信号63的产生。换言之，本发明提出了一种具有许多优点的脉冲调制新技术。
在图6A情形中，信号63实际上是由通过在反馈路径上插入一个滤波器64所产生的一个振荡来获得的。于是信号63是参考信号65与滤波信号66之间的差值。
在图6B情形中，滤波器64设置在放大器62的前面。
这样，就以与负载61的特性无关的方式得到了一个在滤波器64固有频率附近调制的误差信号。
图7示出一个采用了图6所示原理的系统详细理论结构。它构成了这样一个调制器，它能根据一个作为希望在电负载71中产生的电流图象的参考信号72，去控制该负载71中的低频强电流。
它是在一个控制系统的模型上构筑的，所以有一个前向路径和一个反馈路径。这样，其输入信号是参考电源72，而输出信号是流过负载71的强电流73。
前向路径自左至右的组成是：传递功能件RT74，非线性电源电压放大器75和功能性F171。
反馈路径自右至左的组成是：传递功能件RT76和功能件F2 77，它们联合起来实际上起两个作用，对此后面将有说明。
RT74的传递函数是一个正的、实数项转移阻抗。
功能件F171代表电负载，在一级近拟下它可在数学上表示一个一次低通型的传递函数。它在甚低频率情况下不引入相移。实际上它的截止频率为几百赫兹。
功能件F2代表二次型低通滤波器。它在十分低的频率上不引入相移。它的固有频率大于几千赫兹。
输入信号72和输出信号73各自连接到一个转移阻抗RT上，比较器78的两个输入基本上有相同的电压。
放大器75是属于非线性型的。它接收一个其物理性质为电压的信号。其输出端提供的是一个取决于输入电压的正负号电压。
比较器78处在输入74传递功能件RT与放大器75之间，它起两个作用，即误差探测器和移相器的作用。后面将对这两个作用进行说明。
出现在比较器负输入端，比较器输出端。和放大器输入端的信号将依次分别用Xr、Xer和Xe表示，其中的下标分别代表“反馈”、“误差”和“输入”。
2.2调制器的工作原理
反馈路径用来实现两个电子功能。
首先，反馈路径实现输出73对比较器78的Xr输入的反向作用。它使输出73上能得到比较器正输入端信号的一个图像信号，其中比较器正输入端的信号以比例系数RT正比于调制器的输入信号72。
在此情形下，比较器78在其负输入端上得到的是一个始终趋向于其正输入端上所加信号(所谓参考信号)的信号。
连接在反馈路径中的器使得输出电流根据输入电流受到控制。
其次，对于一个特定的频率，反馈路径将在放大器75的输出与器78的负输入Xr之间引入-180°的相位变化。当然，这个相位变化与滤波器F277有关并受后者强烈的影响。
放大器75的输出端与输入端之间的相移是模为360°的0°。
图8所示的模型用来获得由滤波器F171、F277、RT76、和比较器(增益-1)81所造成的相移和衰减效果：
这个模型可以画出电路在没有放大器75时的增益和相位的BODE(预测)曲线(图9至12)。作为举例，这里所取的基本数据如下：
R＝4.23Ω
RT＝1.35ν/A
ξ＝ksi＝0.707
事实上，为了判断滤波器F2对相移量是模为360°的0°的特定频率的作用，可以考察所得到的相移曲线。采用了三个影响F171的L(电感)值：
-9.0mH(曲线91、101、111和121)，它是27.3mH-67％，
-27.3mH(曲线92、102、112和122)，
-37.5mH(曲线93、103、113和123)，它是27.3mH+37％。
对于Fp(固有频率)等于10kHz的情形，BODE曲线示于图9和10。类似地，对于Fp等于3.5kHz的情形，BODE曲线示于图11和12。
这些结果在6种情况(Fp和L改变)下确认了上述特定频率(相移是模为360°的0°)十分接近于二次型滤波器的固有频率。
于是，在所选的参数值下，这个频率不敏感于电负载的参数。
非线性放大器75是能满足增益条件的。振荡条件也得到了满足。
2.3调制器
这里利用了参考输入。图13所示的系统同时实现了根据输入的低频参考信号去控制输出电流和振荡频率fosc的控制。
比较器78的正输入端接收一个正弦信息。事实上要复现的参考电流可以具有任何形式。下述适用于某些应用的特殊情况是正弦型的。它说明了应该遵循的分析要点。
于是电流Ire’f(参考)选成是正弦的：Ire’f＝I.Sin(wst)。在以下说明中采用了如下一些参数：
L＝5mH
R＝15Ω
τ1＝333μS
fc1＝478Hz
Fp＝10kHz
I＝16A
fs＝200Hz
RT＝1V/A
E＝300v
ξ＝0.707
各种信号的变化情况如图14所示。
考虑到从非线性放大器的输出端到它的输入端总的相移从0°变到-450°(F1、RT、F2的极值是-90°、0°、-180°，比较器负输入)，所以存在一个使系统振荡的特定频率。
此外，闭环控制使得能在比较器负输入端上出现一个始终趋向于施加在正输入端上的信号的信号。跨阻(转移阻抗)RTre’f和RT假定具有相同的值，电流Is将趋向于参考电流Ire’f。
在图14中，参考电流Ire’f(171)、放大器输出电压Vs(172)、Is(173)、比较器上的反馈电压Vr(174)，这些信号表明了这一工作情况。从图15所示的放大图可以更好地看到这一结果。
3.实施
3.1调制器的实验性试验
3.1.1调制器的实际实现
为了进行这些试验已制成了一个电路板。在此电路板上已能控制二次型低通滤波器F277的固有频率。这种对固有频率的控制是利用一个带切换容量的滤波器实现的。
3.1.2调制器的应用概况
图16示出了该概况。为了进行试验，把转换器放置在一个由三相电网202通过一个电源整流器203供电的电源变流器201内。调制器204被参考信号205控制，后者是一个对应于待复现电流与传感器跨阻RT的乘积的电压。
对电阻和电感性负载的试验
实验中所采用的参数如下：
R＝4.23Ω
L＝27.3mH
τ1＝6.45mS
RT＝1.35v/A E＝180V
Fp＝3.64kHz
I(峰值电流)＝3A
fs(电流频率)＝200Hz
在理论分析对所遇到的参数RT是电流传感器的跨阻。负载供电线上的“采样”电流被等于RT的系数“放大”，这里RT的值固定为1.35v/A。
调制器的参考信号211和电流传感器的输出信号212示于图17。
这些实际结果表明参考信号211很好地被传感器输出信号212跟随了。这两个信号中的前一个是被系数RT放大了的参考电流，后者是乘上了同一系数RT的负载中的电流。结果，负载中的电流跟随了参考电流。
这样得到的负载中的电流频谱示于图18。
这个电流谱有一个位于200Hz处的基频(1号谱线)，其后是一个直到4200Hz(2号谱线)的噪声谱。
在4490Hz呈现一个大幅度的谱线(3号谱)。伴随着两侧的另两条谱线，在那里构成了一组谱线，间接地表明了振荡的平均频率，从而表明了电源开关的功耗。
3.1.4调制器对参数变化的敏感性
梯度式模拟调制器的起动，可表明该调制器会快速地趋向于目标电流，并且振荡频率稳定在一个给定值上。
借助适当软件设备处理的模拟模式示于图19。
图20和21示出输入一个梯形电流后所得到的一些典型信号：
241：Ire’f
242：Is
251：Vs/50
252：Vr
253：Vre’f
在随各种参数的变化范围中，振荡很不敏感于负载的电参数。于是没有必要知道负载71的电参数。为了确定滤波器F277的参数，只需要知道一个很宽的数量级就可以了。
4.应用例
4.1直流电机的电流调节
直流电机可以看成是一个与一个电感(L)和一个电阻(R)相关连的电动势。
在此情形中，被转换的供电电源是对称的(+E，-E)，而阻抗(R，L)两端被转换的等效电压是不对称的。
上述的理论结果已经证明，只要供电电压不下降到某个极限值以下，对称的供电电压变化只有极小的影响。对于一个不对称电源，该调制器同样适用。
调制器的这一适用情况示于图22。
控制器261根据目标速度产生参考电流值，这个值应该是在直流电机(MCC)262的线包内流过的电流值。有一个保护级限制起动时的电流。这个限制电流可以任意选择，在实例中是5A。
图23示出参考电流(271)和负载中的电流(272)。
4.2三相同步电机的电流控制
本发明的调制器同样适用于三相负载。对于同步电机，建议从图24的原理图出发来模拟运行。
控制器281根据参考速度282、电机285的速度283、以及经过了调制器内部的滤波预处理之后的测量电流284来产生参考电流。
控制器281并不知道电机285的电参数。调制器286也不知道。
图25示出电机起动时的参考电流和模拟电机中的电流。
观察受三相调制器286控制的电机电流可看出，它们分别追随了各自的参考电流(见图26所示的大速度情况)。
4.3多相系统中的电流控制
对于多相情形下的电流控制，每一相的结构可以作如图27所示的修改。
在此情形中，调制器可被限制在虚线框311内。该调制器振荡频率并向第一输入比较器提供测得电流的滤波图像。
因为滤波器F277可在高频下工作，所以它也可以设置在结合滤波器314的高通输出端与第二比较器313的负输入端之间。滤波器F2同样也可以设置在第二比较器313的输出端与放大器75的输入端之间。
在此情形中该调制器仍然可以完全由模拟电路实现。
第一比较器312可以由带有或不带有处理器的数字电路实现。这时由后续处理器处理的信号将是低频的。
这个假定的处理器为控制电机而执行的算法不需要知道负载的电参数。
在三相系统的情形中，把输入比较器分解成两个比较器312和313使得能按电技术中公知的Concoordia(康科迪亚)和Park(帕克)二相基准中比较参考电流和前滤波反馈电流。还有可能利用三相MLI的优点即电压振幅的过调制。
5.小结
这样，本发明提出了一种采用不带滞后的继电器型非线性放大器结合两个模块的结构，其输出/输入分别对应于被控系统(F1)和本发明的新模块(F2)。这个结构能跟随一个其低频谱是任意的参考信号，并同时控制一个叠加在被跟随信号上的较高频率的振荡。
根据本发明，这个振荡能对在带有或不带有反向电动势的单相或多相的应用领域中所使用的一个或多个电源开关进行转换。
在这种结构中，没有必要知道负载的电参数。
这种结构完全可以按模拟电路形式来实现。它同样也能用混合(模拟和数字)电路来实现。