信号调制器 技术领域 本发明涉及一种脉冲发生器和信号调制器以及诸如频率调制电路的无线通信中 的传送器， 特别涉及具有调节输出功率功能的信号调制器和传送器。
背景技术 脉冲通信技术作为通信技术的一个系统存在。在脉冲通信技术中， 系统性能取决 于如何产生脉冲信号。为了使脉冲信号成为仅具有任何期望频带分量的信号， 存在通过滤 波器限制脉冲信号的频带和提取特定频率分量的方法、 通过脉冲型控制信号间歇地操作振 荡器的方法、 以及输入脉冲型信号给混频器并斩波 (curtain) 载波信号从而产生脉冲信号 的方法。
对于脉冲发生器， 所要求的性能包括短脉冲特性和高开 / 关 (on/off) 比。短脉冲 特性对使用脉冲信号通信中的通信速度的提高有帮助。高开 / 关比对使用脉冲信号通信中 的通信质量的提高有帮助。
图 12 示出涉及使用混频器的短脉冲发生器的相关技术的方框结构。 图 13 是图 12 中的信号波形的时序图。将在下文参照图 12 和图 13 讨论相关技术。
从振荡器 1201 输出的信号 1301 被输入到混频器 1203。另一方面， 从控制信号发 生器 1202 输出的控制信号 1302 也被输入到该混频器。信号 1301 被控制信号 1202 斩波， 并从混频器 1203 输出作为脉冲信号 1303。该电路结构非常简单， 并且不包括电路延时元 件， 从短脉冲特性的角度来看很优秀。但是当它关闭时， 来自振荡器 1201 的信号泄露， 因此 具有开 / 关比低的问题 ( 参考非专利文献 1).
另一方面， 提出了通过间歇地操作如图 14 所示的振荡器来实现高开 / 关比的电 路。图 15 是图 14 中的信号波形的时序图。相关技术将在下文参照图 14 和如 15 被讨论。
振荡器 1401 被从控制信号发生器 1202 输出的脉冲型控制信号 1501 间歇地操作， 并产生对应于电压电平为高的开启时段 (on interval) 的脉冲信号 1502。 在关闭时段 (off interval)， 振荡器 1401 不操作， 因此信号不泄露， 并可以实现高开 / 关比。然而， 由于在振 荡器的操作开启时的操作延时， 脉冲信号 1501 的瞬态特性被降低， 难以保证好的短脉冲特 性 ( 参考专利文献 1).
在以上所示的相关技术中， 不能提供同时满足短脉冲特性和高开 / 关比要求的电 路结构。在使用混频器的相关技术中 ( 图 12、 图 13)， 难以实现高开关 / 比。在使用间歇振 荡器的相关技术中 ( 非专利文献 1)， 难以保证好的短脉冲特性。作为解决这两个问题的方 法， 存在通过间歇地操作倍频器 (multiplier) 产生脉冲信号的间歇 (intermittent) 倍频 技术。
在间歇倍频技术中， 倍频器直接由控制信号控制， 并被间歇地操作， 由此实现高开 / 关比。使用间歇倍频技术的脉冲发生器包括振荡器、 间歇倍频器和滤波器。由振荡器产 生的连续信号被输入到间歇倍频器中。 连续信号与具有电压电平为高的开启时段和电压电 平为低的关闭时段的脉冲型控制信号被输入到间歇倍频器。 间歇倍频器由控制信号间歇地
操作。该电路在开启时段操作， 由此产生谐波， 该电路不在关闭时段操作， 由此抑制谐波产 生。通过提供在该间歇倍频器后级的滤波器滤除在关闭时段泄露的连续信号， 获得脉冲信 号作为输出信号。因此， 可以在短脉冲特性和高开 / 关比之间兼容。因此， 在间歇倍频技术 中， 振荡器被提供有振荡功能， 并且间歇倍频器被提供有调制功能和倍频功能， 由此脉冲通 信可以根据该简单的结构来实现。
另一方面， 作为通信技术的另一种系统， 存在频率调制通信技术。在脉冲通信中， 数据被叠加在幅度变化上 ； 然而， 在频率调制通信中， 数据信号被叠加在频率变化上用于通 信。通常， 为了实现频率调制通信， 形成用于执行正交调制的电路， 但是存在电路结构复杂 的缺点。作为用于弥补该缺点的技术， 存在 VCO( 压控振荡器 ) 调制技术。图 16 示出了执 行 VCO 调制的电路结构， 图 17 示出了 VCO 调制中的信号波形。从控制信号发生器 1602 输 出的控制信号 1702 被输入到 VCO 1601 的控制信号端口 ( 此后称为 Vt 端口 )， 并且振荡频 率由控制信号 1702 改变， 由此执行频率调制。频率调制信号 1701 的频率在后级的倍频器 1603 中被倍频， 并且从输出端口 1604 输出输出信号 1703。因此， 在 VCO 调制技术中， VCO 被 提供有振荡功能和调制功能， 倍频器被提供有倍频功能， 由此频率调制通信可以根据该简 单结构来实现。 非 专 利 文 献 1： R.R.Forsythe ， “A coherent solid sate ， 225GHz receiver， ” Microwave journal， pp.64-71 1982
专利文献 1 ： JP-A-2003-513501
发明内容 本发明要解决的问题
在以上所示的使用间歇倍频技术的脉冲发生器中， 可以提供短脉冲特性和高开 / 关比之间的兼容。在以上所示的使用 VCO 调制技术的频率调制电路中， 频率调制电路可以 根据该简单结构来形成。当通信设备被提供有使用间歇倍频器和 VCO 调制电路的脉冲发 生器时， 传送功率的控制功能需要被提供如传统电路， 来保持传送设备的输出端口的传送 功率恒定， 并根据通信距离控制传送功率。 在脉冲通信中， 在使用混频器的传统脉冲发生器 中， 来自振荡器的连续信号的电平被调节， 由此传送功率可以被简单地控制。 在频率调制通 信中， 在传统正交调制结构中， 来自振荡器的连续信号的电平被调节， 从而传送功率可以被 简单地控制。 在相关技术中， 在振荡器的后级提供的混频器包括调制功能， 并且该混频器执 行线性操作。
然而， 在使用间歇倍频器的脉冲发生器中， 如果来自振荡器的连续信号的电平被 调节， 则间歇倍频器的转换增益特性根据该电平而变化， 因此不能执行传送功率的线性控 制。同样地， 在 VCO 调制电路中， 如果偏置电压条件被改变来调节来自振荡器的连续信号的 电平， 则在任何期望频率区域振荡的 Vt 值改变， 因此不能执行简单化的传送功率控制。
在上述环境下， 本发明的一个目的在于提供一种信号调制器， 如果来自振荡器的 连续信号的电平调节被执行， 其可以控制传送功率。
解决问题的手段
为了实现该目的， 本发明的信号调制器是用于基于从振荡器输出的连续信号产生 脉冲信号的信号调制器。 该信号调制器包括 ： 控制信号发生器， 输出包含时间轴上的开启时
段以及与该开启时段电压不同的关闭时段的第一控制信号 ； 间歇倍频器， 接收该第一控制 信号和该连续信号的输入， 并倍频对应于该第一控制信号的开启时段的连续信号来输出该 脉冲信号 ； 以及控制部件， 检测该脉冲信号的电平， 以产生用于控制从该振荡器输出的该连 续信号的电平的第二控制信号以及用于控制该间歇倍频器的转换增益的第三控制信号， 其 中该间歇倍频器在该第一控制信号的开启时段的转换增益高于该间歇倍频器在该第一控 制信号的关闭时段的转换增益。
根据该结构， 如果来自该振荡器的连续信号的电平调节被执行， 则可以产生好脉 冲， 并且可以控制传送功率。 具体地， 用于控制该间歇倍频器的控制信号的电平调节遵照来 自该振荡器的连续信号的电平调节来执行， 或者该间歇倍频器的偏置点被调节， 由此， 传送 功率电平调节也可以在使用该间歇倍频器的短脉冲发生器中被简单地执行。因此， 可以构 造在高开 / 关比和短脉冲特性之间提供兼容性的短脉冲发生器， 并且可以有助于输出功率 的控制。
在本发明的信号调制器中， 间歇倍频器具有有源元件和连接到该有源元件的控制 端口的控制信号输入端， 该第一控制信号被输入到该控制信号输入端， 并且通过从该控制 信号输入端测量该有源元件侧而获得的阻抗的截止频率等于或大于该第一控制信号的开 启时段的时间宽度的倒数相等或更大。
根据该结构， 该输出信号波形的钝 (dull) 波形可以被抑制。
本发明的信号调制器包括分支电路， 将该间歇倍频器的输出分支， 以向空间辐射 一支输出信号， 并向该控制部件输出另一支输出信号。
根据该结构， 在该信号调制器中产生的脉冲信号可以被输出到不同电路。
本发明的信号调制器包括开关， 将该间歇倍频器的输出分支， 以向空间辐射一支 输出信号， 并向该控制部件输出另一支输出信号。
根据该结构， 该信号调制器可以被应用到传送器 - 接收器上。
本发明的信号调制器包括滤波器， 允许该间歇倍频器的输出信号的一个频带分量 穿过， 并抑制该间歇倍频器的输出信号的其余频带分量。 根据该结构， 除了该期望频率外的 任何其它频带的杂散 (spurious) 分量可以被抑制。
在本发明的信号调制器中， 从该控制信号发生器输出的第一控制信号的幅度大于 在该第一控制信号的关闭时段在该有源元件的控制端口中测量的连续信号的幅度。
根据该结构， 可以保证很高的开 / 关比。
本发明的信号调制器包括放大部件， 放大该第一控制信号， 并且被提供在该控制 信号输入端和有源元件的控制端口之间， 并且由该放大部件放大并具有比该连续信号的幅 度大的幅度的该第一控制信号在该第一控制信号的关闭时段被输入到该有源元件。
根据该结构， 可以由低电压电平的控制信号保证很高的开 / 关比。
本发明的信号调制器包括 ： 控制信号发生器， 产生包含时间轴上的开启时段以及 与该开启时段的电压值不同的关闭时段的第一控制信号 ； 压控振荡器， 输出基于该第一控 制信号进行频率调制的调制信号 ； 以及控制部件， 检测该调制信号的电平， 以产生用于控制 从该压控振荡器输出的调制信号的电平的第二控制信号以及用于控制该压控振荡器的电 压控制端口的电压电平第三控制信号。
根据该结构， 如果执行被该振荡器 ( 压控振荡器 ) 的电压控制所调制的连续信号的电平调节， 则可以控制传送功率。
本发明的优点
根据本发明， 如果执行来自该振荡器的连续信号的电平调节， 则可以控制传送功 率。
例如， 该电路是用于基于从振荡器输出的连续信号产生脉冲信号的信号调制器， 并且包括 ： 控制信号发生器， 输出包含时间轴上的开启时段以及与该开启时段电压不同的 关闭时段的第一控制信号 ； 间歇倍频器， 接收该第一控制信号和该连续信号的输入， 并倍频 对应于该第一控制信号的该开启时段的连续信号来输出该脉冲信号 ； 以及控制部件， 检测 该脉冲信号的电平， 以产生用于控制从该振荡器输出的该连续信号的电平的第二控制信号 和用于控制该间歇倍频器的转换增益的第三控制信号， 其中该间歇倍频器在该第一控制信 号的开启时段的所述转换增益高于该间歇倍频器在该控制信号的关闭时段的所述转换增， 从而可以实现可以产生高开 / 关比脉冲信号和可以简单地调节输出功率的短脉冲发生器。
例如， 该电路包括控制信号发生器， 产生包含时间轴上的开启时段以及与开启时 段的电压值不同的关闭时段的第一控制信号 ； 压控振荡器， 输出基于该第一控制信号进行 频率调制的调制信号 ； 以及控制部件， 检测该调制信号的电平， 以产生用于控制从该压控 振荡器输出的调制信号的电平的第二控制信号以及用于控制该压控振荡器的电压控制端 口的电压电平的第三控制信号， 从而施加到该压控振荡器的电压控制端口的偏置电压被控 制， 由此可以简单地实现包括该功率控制功能的频率调制电路。 附图说明 图 1 是示出本发明第一实施例中的通信设备的电路结构的图。
图 2 是示出本发明第一实施例中的信号波形的特征的图。
图 3 是示出本发明第一实施例中的间歇倍频器的电路结构的一个示例的图。
图 4 是示出本发明第一实施例中的控制信号电压值和输出信号电平之间的关系 特征的图。
图 5 是示出本发明第一实施例中的控制信号电压值和输出信号电平之间的关系 特征的图。
图 6 是示出本发明第一实施例中的输入功率电平和转换增益之间的关系特征的 图。
图 7 是示出本发明第一实施例中的间歇倍频器的电路结构的一个示例的图。
图 8 是示出本发明第一实施例中的间歇倍频器的电路结构的一个示例的图。
图 9 是示出本发明第一实施例中的间歇倍频器的电路结构的一个示例的图。
图 10 是示出本发明第二实施例中的通信设备的电路结构的图。
图 11 是示出本发明第三实施例中的通信设备的电路结构的图。
图 12 是示出相关技术中的短脉冲发生器的电路结构的图。
图 13 是示出相关技术中的控制信号波形的图。
图 14 是示出相关技术中的短脉冲发生器的电路结构的图。
图 15 是示出相关技术中的控制信号波形的图。
图 16 是示出相关技术中的调制电路的电路结构的图。
图 17 是示出相关技术中的控制信号波形的图。 图 18 是示出本发明第四实施例中的通信设备的电路结构的图。 图 19 是示出本发明第四实施例中的信号波形的特征的图。 附图标记说明 101 振荡器 102 控制信号发生器 103 间歇倍频器 104 滤波器 105 分支电路 106 控制部件 107 输出端口 201-208 信号 301 有源元件 302 匹配电路 303 匹配电路 304 耦合器 305 耦合器 306 滤波器 307DC 供给器件 308 电源 309 旁路电容器 310 控制信号输入端 401-403 控制区域 501-503 特性曲线 601， 602 功率值 603， 604 特性曲线 701 电流源 703 电源 802DC 供给器件 901 电流源 1002 检测器 1101 混频器 1103 倍频器 1202 控制信号发生器 1204 输出端口 1401 振荡器 1601VCO 1603 倍频器 1701-1703 信号 1802 控制信号发生器 1804 分支电路 1806 控制部件 1808VCO 不同端口 702 电阻器 801 滤波器 803 电源 1001 开关 1003 控制部件 1102 控制部件 1201 振荡器 1203 混频器 1301-1303 信号 1501， 1502 信号 1602 控制信号发生器 1604 输出端口 1801VCO 1803 倍频器 1805 输出端口 1807VCO 的 Vt 端口 1901-1907 信号具体实施方式
下面将参照附图讨论本发明的实施例。
( 第一实施例 )
图 1 是本发明第一实施例中的通信设备的方框图。图 1 所示的传送器包括振荡器 101、 控制信号发生器 102、 间歇倍频器 103、 滤波器 104、 分支电路 105、 控制部件 106 以及输 出端口 107。振荡器 101 和间歇倍频器 103 是由有源元件构成的有源电路。此后， 有源元件将以 FET( 场效应晶体管 ) 进行讨论。 间歇倍频器的倍频数为 n(n ： 正整数 )。在以下的描述中， 振荡器的输出信号的期望频率是 f0， 并且间歇倍频器是 2 倍频 器 ( 双 )。 从控制信号发生器 102 输出的控制信号的信号波形是任意的， 但此后将以脉冲波 形进行讨论。
连续信号被从振荡器 101 输出， 并被输入到间歇倍频器 103。 间歇倍频器 103 被从 控制信号发生器 102 输出的控制信号间歇地操作， 由此产生脉冲信号。从间歇倍频器 103 输出的杂散分量 (spurious component) 通过滤波器 104 被滤除。通过滤波器滤除了杂散 分量的脉冲信号被输入到分支电路 105， 并且一支被发送到输出端口 107， 并作为传送信号 输出。另一支被输入到控制部件 106， 并且所接收的信号的电平被检测。基于在控制部件 106 中检测到的值产生输入到振荡器 101 的控制信号和输入到间歇倍频器 103 的控制信号。 输入到振荡器 101 的控制信号控制振荡器的输出电平。输入到间歇倍频器 103 的控制信号 控制间歇倍频器 103 的转换增益。控制信号控制从输出端口 107 输出的脉冲信号的输出电 平。 当上述的操作被执行时， 构造可以产生高开 / 关比 ( 在开启时间和关闭时间的幅度比 ) 的脉冲信号以及可以调节 ( 控制 ) 功率电平的脉冲发生器。该脉冲发生器是用于执行信号 调制的信号调制器的示例。 图 2 是图 1 的方框图中的信号和控制信号的时序图。 纵轴是电压， 横轴是时间。 将 参照图 1 和图 2 讨论该实施例中的可以产生高开 / 关比脉冲信号以及可以调节功率电平的 脉冲发生器。
信号 201 在振荡器 101 中产生， 并被发送到间歇倍频器 103。振荡器 101 的电路结 构为公知技术， 因此不再讨论。
从控制信号发生器 102 中输出的控制信号 202 被输入到间歇倍频器 103， 并且根据 控制信号 202 的电压值来控制间歇倍频器 103 的部件 FET 的操作点。
FET 的操作点被控制， 由此转换增益可以在控制信号 202 的电压值高的时段 ( 此后 称为开启时段 ) 为高， 并且该转换增益在该电压值低的时段 ( 此后称为关闭时段 ) 为低。
因此， 在关闭时段， 信号 203 中的主要分量变为载波频率 f0 一半的频率 f0/2 的信 号， 从间歇倍频器 103 输出的频率 f0 的分量在开启时段和关闭时段之间的幅值大大不同， 该差别变为该开 / 关比 ( 单位 ： dB)。希望控制信号 202 的开启时段和关闭时段的电压值应 该被设置为使得转换增益在开启时段变为最大。
为了构造可以产生高开 / 关比的脉冲信号以及可以调节功率电平的脉冲发生器， 间歇倍频器 103 的操作变得重要。以下将讨论间歇倍频器 103 的操作。
图 3 示出了间歇倍频器 103 的一个示例。图 3 所示的间歇倍频器 103 包括有源元 件 301、 匹配电路 302、 匹配电路 303、 耦合器 304、 耦合器 305、 滤波器 306、 DC 供给器件 307、 电源 308、 旁路电容器 309、 以及控制信号输入端 310。
作为操作点的控制方法， 栅 - 源电压 (Vgs) 直接由控制信号 202 控制。从振荡器 101 输出的连续信号 201 被从有源元件 301 的栅极端口侧输入。耦合器 304 和耦合器 305 被提供用于隔去 DC， 并被实现为电容器元件和平行耦合线。
穿过耦合器 304 的高频信号是从振荡器 101 输出的连续信号 201 ； 如果不考虑相 位噪声， 频谱波形不扩展， 因此对耦合器 304 的通带不要求宽带。
另一方面， 穿过耦合器 305 的高频信号是突发型 (burst-like) 脉冲信号。因为脉
冲信号的频谱波形具有宽带， 因此对耦合器 305 的通带要求宽带， 并且希望该频带是脉冲 信号的脉冲宽度的倒数的两倍或更多。匹配电路 302 是输入侧匹配电路， 匹配电路 303 是 输出侧匹配电路。匹配电路的设计是公知技术， 因此不再讨论。匹配电路 302 被设计为使 得在开启时段匹配阻抗， 并且将反射系数设置为不发生反射。匹配电路 302 被设计为使得 在关闭时段阻抗不匹配。
滤波器 306 是如下这种滤波器 ： 当从连接匹配电路 302 和耦合器 304 的传送线观 测滤波器 306 侧的阻抗时， 滤波器 306 在斯密斯 (Smith) 图上的频率 f0/2 处断开或位于接 近断开处。 在分布常数线中， 其在频率 f0/2 处由电学长度 λg/4 的开路短截线 (open stub) 和电学长度 λg/4 的线构成。在集总参数元件中， 其由电容元件和介电元件构成。
当从控制信号输入端 310 观测滤波器 306 侧 ( 即， 有源元件 301 侧 ) 时， 由于滤波 器 306 的频率特性的影响， 输入阻抗的频率特性变为从 DC 开始的低频带中的 LPF( 低通滤 波 )。希望此时 LPF 的截止频率应该是控制信号 202 的脉冲宽度的倒数或更大。
当截止频率比控制信号 202 的脉冲宽度的倒数小时， 控制信号的波形变钝， 并因 此破坏 Vgs 控制的高速特性。因此， 输出信号 204 的上升和下降波形不变得陡峭。输出信 号 204 的上升和下降波形不变得陡峭， 因此脉冲宽度变窄以及频谱波形扩展。例如， 因此可 以对通信中分配的信道频带之外的频带发生杂散分量。
如果上升时间和下降时间的总和因为波形是钝的而变得与脉冲宽度相同或更长， 则输出信号 204 的幅值降低， 并发生 SN( 信噪 ) 变差。可以在电路设计中根据线长、 线宽和 短截线来设置截止频率。
希望当从连接匹配电路 302 和耦合器 304 的传送线观测滤波器 306 侧的阻抗时， 滤波器 306 在斯密斯图上的频率 f0 处应该断开或位于接近断开处。因此， 可以防止存在于 电路中的频率 f0 的信号向电源侧的绕行 (rounding)， 使得电路稳定。
当从连接匹配电路 303 和耦合器 305 的传送线观测 DC 供给器件 307 侧的阻抗时， DC 供给器件 307 至少在频率 f0 和频率 f0/2 处断开， 理想地仅允许 DC 分量穿过。
例如， 在分布常数线中， 其由电学长度 λg/4 的开路短截线和电学长度 λg/4 的线 构成。在集总参数元件中， 其由电容元件和介电元件构成。旁路电容器 309 被安装在电源 308 侧， 用于防止寄生振荡。
另一方面， 不在控制信号输入端 310 处提供旁路电容器。如果在控制信号输入端 310 处提供旁路电容器， 则存在于线和电路中的电阻分量和电容分量被组合， 时间常数变 大， 并且控制信号 202 的波形变钝。当波形变钝时， 输出波形 204 的上升和下降将不会变得 陡峭， 如上文所述。
图 4(a) 是示出图 3 的电路结构中的输出信号电平的频率 f0 分量电平与 Vgs 的特 性曲线的图。该特性曲线在输出信号电平的最大处被归一化。此时的漏 - 源电压 ( 此后， Vds) 是 Vds1。
在图 4(a) 中， 区域 401 和区域 402 之间的输出信号电平差别约为 70dB， 希望控制 信号 202 在开启时段的电压值应该是区域 401 中的 Vgs， 而控制信号 202 在关闭时段的电 压值应该是区域 402 中的 Vgs， 并且可以产生在输出信号的 70dB 开 / 关比的脉冲信号。图 4(a) 的横轴是 0.1V/div， 并且在控制信号 202 的开启时段和关闭时段设置的电压值是真实 的。图 4(b) 是示出 Vgs 和 Id 之间的关系的图。图 4(b) 中的区域 401 和区域 402 对 应于图 4(a) 中的那些区域。因此， 区域 401 中的 Vgs， 即转换增益变为最大的 Vgs， 是截断 电压或其近似电压值， 并且流过电路的漏极电流 (Id) 变为非常小的值。因为控制信号 202 在关闭时段的电压值是区域 402 中的 Vgs， 因此没有电流在关闭时段流过。因此， 电路以低 功耗操作， 此外， 电路的寄生振荡也难以发生。
此时， 进行设置， 使得控制信号 202 的开启时段的幅度 ( 电压值 ) 变得比关闭时段 在栅极端观测的连续信号的幅度 ( 电压值 ) 大。关闭时段的该幅度是控制信号 202 的开启 时段的电势与关闭时段的电势之间的电势差。 如果连续信号在关闭时段的幅度比控制信号 202 的开启时段的幅度大， 则连续信号在关闭时段的幅度的峰值变得比控制信号 202 的开 启时段的电势高。因为在控制信号 202 的开启时段的电势被设置为截断电压， 所以连续信 号在关闭时段的幅度的峰值将变得与截断电压相同或更大。 当连续信号的幅度变得与截断 电压相同或更大时， 产生谐波， 因此为了防止在关闭时段发生谐波， 需要进行设置， 使得连 续信号在关闭时段的幅度小于控制信号 202 的开启时段的幅度。
如果用于放大控制信号 202 的电压值的放大部件被插入到控制信号输入端 310 和 有源元件 301 的栅极端之间， 则可以进行设置， 使得控制信号 202 的放大后的电压值变得比 在有源元件 301 的栅极端观测的连续信号的幅度 ( 电压值 ) 大， 并且控制信号 202 的电压 值不必比在有源元件 301 的栅极端观测的连续信号的幅度 ( 电压值 ) 大。这样， 用于产生 控制信号 202 的基带电路的功耗可以被降低。 顺便提及， 控制信号 202 在关闭时段的电压值也可以在区域 403 中， 但是很明显难 以保证高开 / 关比， 并且 Id 大， 因此功耗变高， 并且电路的寄生振荡也容易发生。
在间歇操作的上升部分， 也有电流在关闭时段流过， 因此 FET 的端到端电容和存 在于电路中的寄生电容可以被预先充电， 导致间歇操作的高速特性 ； 然而， 从高开 / 关比、 更低功耗操作和电路稳定性的角度看， 希望控制信号 202 在关闭时段的电压值应该被设置 在区域 402 中。
图 5 是通过对每个输入信号电平进行比较而示出图 3 的电路结构中的输出信号电 平的频率 f0 分量电平与 Vgs 的特性曲线的图。每个特性曲线的纵轴在每个输出信号电平 的最大值处被归一化。输入信号电平以特性曲线 501、 502 和 503 的顺序增加。
从图 5 看， 如果控制信号 202 在开启时段的电压值是区域 401 中的 Vgs， 并且控制 信号 202 在关闭时段的电压值是区域 402 中的 Vgs， 则对于更大的输入信号电平， 相对 Vgs 改变， 输出信号电平的改变开始早。
换句话说， 对于更大的输入信号电平， 输出信号 204 的上升和下降相对控制信号 202 的电压值 (Vgs) 的改变早， 并且从间歇操作的高速特性的角度来看， 希望输入信号电平 应该大。但是， 如果输入信号电平小， 则开 / 关比高， 并且需要降间歇倍频器 103 的输入信 号电平设计为符合系统规范。 因此， 间歇操作的高速特性和开 / 关比依赖于间歇倍频器 103 的输入信号电平， 即， 来自振荡器 101 的信号 201 的信号电平。
图 6 是通过改变 Vd 示出了图 3 的电路结构中的转换增益相对于信号 201 的功率 电平的特性的图。由实线指示的特性曲线和由虚线指示的特性曲线的 Vd 值不同。从图 6 看， 连续信号的功率量被改变， 由此转换增益改变。例如， 在由图 6 中的实线指示的 Vd 特性 中， 比功率 601 低 1dB 的功率 602 被输入到间歇倍频器时的转换增益与功率 601 被输入到
间歇倍频器中时的转换增益具有不同值。因此， 功率 601 被输入到间歇倍频器时的输出电 平与功率 602 被输入到间歇倍频器时的输出电平之间的差别变为 1dB 或更少， 并且如果输 入功率被控制为 1dB， 则很难控制输出功率为 1dB。
如果当输入功率电平降低时控制 Vd， 则当输入功率电平被降低时， 转换增益可以 保持不变， 并且输入功率电平的降低与输出功率电平的降低匹配。例如， 考虑 Vd 被设置为 实线特性时输入功率 601 的情况。为了将输出功率降低 1dB， 输入功率可以被控制从功率 601 到功率 602， 并且 Vd 可以被设置为虚线特性， 因为在 Vd 的实线特性上的点 603 处的转 换增益与虚线特性上的点 604 具有相同值。
如上文所示， 间歇倍频器 103 在控制信号开启时段的转换增益与关闭时段的转换 增益被改变， 并且在开启时段和关闭时段主分量的频率被改变， 由此用于产生高开 / 关比 脉冲信号的间歇倍频器可以以低功耗操作来实现。间歇倍频器是具有图 4 到图 6 中描述的 特性的电路。间歇倍频器已被详细描述。下文将参照图 1 和图 2 讨论可以产生高开 / 关比 以及可以调节功率电平的脉冲发生器。
从间歇倍频器 103 输出的信号 203 被输入到滤波器 104。滤波器 104 是用于允许 在频率 f0 频带内的信号穿过并抑制其它频带分量的杂散抑制滤波器 ； 例如， 其是 BPF( 带通 滤波器 ) 或 BEF( 带陷滤波器 )， 并且也可以以集总常数或分布常数来形成。 希望具有信号 203 的开启时段的时间宽度的倒数的两倍或更大的频带被保证作 为滤波器 104 的频带， 以当信号 204 从滤波器 104 被输出时防止波形变钝。
信号 203 穿过滤波器 104， 由此频率 f0 频带中的信号穿过， 并且频率 f0/2 频带中 的信号被抑制， 因此具有频率 f0 频带的频率分量的高开 / 关比脉冲信号 204 从分支电路 105 被输出。
脉冲信号 204 被输入到分支电路 105， 并且被分支为信号 205 和信号 208。信号 205 被提供用于调节功率电平， 并因此对比于传送器的输出信号的信号 208 具有较小的功 率电平。分支电路是公知技术， 因此不再详细讨论。从分支电路 105 输出的信号 208 被输 出到输出端口 107。另一方面， 信号 205 被输入到控制部件 106， 并且信号 205 的电平被检 测。控制部件 106 检测频率 f0 频带内的信号的功率值， 并且不涉及任何其它频带内的信号 的功率值。
控制部件 106 在检测值和期望值之间进行比较。从输出端口 107 中的任何期望输 出电平和分支电路 105 的分配比来计算该期望值。例如， 如果期望输出电平是 P1 并且分配 比是 9 ∶ 1， 则控制部件 106 中的期望值变为 P1/10。 控制部件 106 产生用于控制振荡器 101 的操作的信号 206 以及用于控制间歇倍频器的操作的信号 207。如果控制部件 106 中的检 测值和期望值之间存在差别， 则振荡器 101 和间歇倍频器 103 的操作被控制信号 206 和控 制信号 207 控制。因此， 执行来自振荡器 101 的信号 201 的电平调节和间歇倍频器 103 中 的转换增益的调节。
具体地， 控制信号 206 控制振荡器 101， 由此控制信号 201 的信号电平。 振荡器 101 被控制信号 206 控制的部分是部件 FET 的偏置， 并且是例如漏极电压和栅极电压。开关可 以被提供在振荡器 101 的后级， 并可以被切换用于调节信号 201 的信号电平。这些技术是 公知技术， 因此不再讨论。
控制信号 207 控制间歇倍频器 103， 由此控制间歇倍频器 103 的转换增益。 间歇倍
频器被控制信号 207 控制的部分是部件 FET 的偏置， 并且是例如漏极电压和栅极电压。
例如， 考虑控制部件 106 确定输出端口 107 中的功率电平比期望值小 1dB 的情况。 在该情况下， 控制信号 206 进行控制以使得从振荡器 101 输出的信号 201 的功率电平降低 1dB ； 当信号 201 的功率电平改变时， 间歇倍频器 103 的转换增益如图 6 中所述改变。因此， 如果信号 201 的功率电平被降低 1dB， 则输出功率电平不必降低 1dB。
然后， 控制信号 207 控制间歇倍频器 103， 由此控制转换增益。 例如， 如果间歇倍频 器 103 的部件的 Vd 值被控制， 则转换增益改变。如图 6 所示， 如果执行控制使得间歇倍频 器 103 的转换增益不从功率电平被降低 1dB 前的转换增益改变， 则输出功率电平可以随输 入功率电平的降低而降低， 并且传送功率电平可以被简单地控制。
如上文所示， 间歇倍频器 103 在控制信号的开启时段的转换增益和在关闭时段的 转换增益被改变， 并且主要分量在开启时段和关闭时段的频率被改变， 由此构造用于产生 高开 / 关比脉冲信号的间歇倍频器。可以通过使用间歇倍频器、 用于产生信号来控制间歇 倍频器的转换增益的控制信号发生器、 以及控制部件 106 来构造产生高开 / 关比脉冲信号 以及可以调节功率电平的脉冲发生器。
例如， 如果控制部件 106 在开启时段的检测值与要产生作为脉冲信号的期望值之 间存在差别， 则执行以下处理使得检测值接近于期望值 ： 首先， 控制信号 206 被用来调节从 振荡器 101 输出的信号 201 的信号功率电平。接着， 控制信号 207 被用来调节间歇倍频器 103， 由此间歇倍频器 103 的转换增益可以被保持不变。因此， 可以更可靠地产生期望脉冲 信号。 这里， 直接由控制信号 202 控制 Vgs 的方法被描述为间歇倍频器 103 的控制方法。 然而， 可以采用由控制信号控制电流、 并控制当该电流流过时施加到电阻器上的电压值的 方法。
图 7 示出了间歇倍频器 103 的另一示例。该电路结构与图 3 中所示的区别在于提 供了电流源 701、 电阻器 702、 电源 703、 以及控制信号发生器 704， 并且控制信号 202B 从控 制信号发生器 704 被输出。 与控制信号 202 同样， 控制信号 202B 具有开启时段和关闭时段。 电流源 701 由控制信号 202B 控制， 由此， 电流根据控制信号 202B 的开启时段和关闭时段间 歇地流过电阻器 702， 并且施加电压。
控制信号 202 由施加到电阻器 702 上的电压值产生， 并根据控制信号 202B 的开启 时段和关闭时段而改变， 以及有源元件 301 的电源 703， Vgs 由控制信号 202 控制， 如图 3 所 述， 开启时段的 Vgs 是图 4 中的区域 401， 并且关闭时段的 Vgs 是区域 402， 由此可以实现用 于产生如上文所述的高开 / 关比脉冲信号的短脉冲发生器。除了 Vgs 的控制方法外的任何 其它方面与图 3 中的电路结构类似， 因此不再讨论这些操作。
可以采用直接由控制信号控制 Vds 的方法。图 8 示出了间歇倍频器 103 的另一 示例。该电路结构与图 3 所示的区别在于没有提供滤波器 306， DC 供给器件 307 以及电源 308， 而提供了滤波器 801、 DC 供给器件 802、 电源 803、 以及控制信号发生器 804， 并且控制 信号 202C 从控制信号发生器 804 被输出。与控制信号 202 同样， 控制信号 202C 具有开启 时段和关闭时段， 并且脉冲宽度相同。
滤波器 801 是下述滤波器， 当从图 8 中连接匹配电路 303 和耦合器 305 的传送线 观测滤波器 801 侧的阻抗时， 滤波器 801 在斯密斯 (Smith) 图上的频率 f0 处断开或位于接
近断开处。在分布常数线中， 其由频率 f0 处的电学长度 λg/4 的开路短截线和电学长度 λg/4 的线构成。在集总参数元件中， 其由电容元件和介电元件构成。
当从控制信号输入端 310 观测滤波器 801 侧时， 由于滤波器 801 的频率特性的影 响， 输入阻抗的频率特性变为从 DC 开始的低频带的 LPF。希望此时 LPF 的截止频率应该是 控制信号 202C 的脉冲宽度的倒数或更大。原因如上文所描述。
希望当从连接匹配电路 303 和耦合器 305 的传送线观测滤波器 801 侧的阻抗时， 滤波器 801 在斯密斯图上的频率 f0/2 处应该断开或位于接近断开处。原因如上文所描述。
当从连接匹配电路 302 和耦合器 304 的传送线观测 DC 供给器件 802 侧的阻抗时， DC 供给器件 802 至少在频率 f0/2 处断开， 理想地是仅允许 DC 分量穿过。 例如， 在频率 f0/2 处， 在分布常数线中， 其由电学长度 λg/4 的开路短截线和电学长度 λg/4 的线构成。在集 总参数元件中， 其由电容元件和介电元件构成。
希望当从连接匹配电路 302 和耦合器 304 的传送线观测 DC 供给器件 802 侧的阻 抗时， DC 供给器件 802 在频率 f0 处应该断开。原因如上文所述。旁路电容器 309 被安装在 电源 803 侧， 用于防止寄生振荡。 另一方面， 旁路电容器没有被提供在控制信号输入端 310。 原因如上文所述。
这里， Vgs 始终被设置在图 4 的区域 401 中， 并且 Vds 在控制信号 202C 的开启时 段被设置为 Vds1， 由此间歇倍频器 103 在开启时段的转换增益可以成为最大。
另一方面， Vds 在控制信号 202 的关闭时段被设置为 Vds2。Vds2 比 Vds1 小， 并且 此时， Id 为 0。因此设置操作点， 由此可以使得控制信号 202C 的开启时段的转换增益高， 并 且可以使得关闭时段的转换增益低， 从而可以以更低功耗实现用于产生高开 / 关比脉冲信 号的短脉冲发生器。
可以采用由控制信号控制 Id 的方法。 图 9 示出了间歇倍频器 103 的另一示例。 该 电路结构与图 8 中的不同在于提供了电源 308、 电流源 901 以及控制信号发生器 902， 并且 控制信号 202D 从控制信号发生器 902 被输出。
电流源 901 由控制信号 202D 控制， 由此 Vds 在控制信号 202C 的开启时段被设置 为 Vds1， 并且 Vds 在关闭时段被设置为 Vds2， 并且间歇倍频器被间歇地操作。除了 Vds 的 控制方法外的任何其它方面与图 8 中的电路结构相似， 因此将不再讨论该操作。
在该描述中， 振荡器 101 的振荡频率是输出信号的频率的 1/2， 并且间歇倍频器 103 是 2( 双 ) 倍频器。然而， 当 n 是正整数时， 振荡器 101 的振荡频率可以是输出信号的频 率的 1/n， 以及间歇倍频器 103 可以是 n 倍频器。
在参照图 3 和图 7-9 对间歇倍频器 103 的示例的描述中， 滤波器 306 和滤波器 801 以及 DC 供给器件 307 和 DC 供给器件 802 被插入在电路结构中的耦合器和匹配电路之间， 但是也可以插入在电路结构中的匹配电路和有源元件 301 之间。
( 第二实施例 )
图 10 是示出本发明第二实施例中的可以产生高开 / 关比脉冲信号和可以调节功 率电平的脉冲发生器的结构的方框图。 第二实施例与第一实施例的不同点在于提供了开关 1001 来取代分支电路 105， 并且控制部件 106 包括检测器 1002 和控制部件 1003。
图 10 所示的结构是传送器 - 接收器。传送器包括振荡器 101、 控制信号发生器 102、 间歇倍频器 103 以及滤波器 104。接收器包括检测器 1002 和控制部件 1003。传送器和接收器由开关 1001 连接。控制部件 1003 基于包括在接收器中的检测器 1002 检测的波 形， 控制振荡器 101 和间歇倍频器 103。控制方法如第一实施例中所描述。
来自振荡器 101 的信号 201 和来自控制信号发生器 102 的信号 202 被输入到间歇 倍频器 103 来产生信号 203， 并且通过滤波器 104 产生信号 204。在第一实施例中描述了该 处理， 因此将不再详细讨论。
信号 204 被输入到开关 1001。开关 1001 是例如 SPnT 开关 (n ： 自然数 ) 并且具有 切换传送和接收的功能。在传送定时， 开关 1001 接通传送侧， 使得从间歇倍频器 103 穿过 滤波器 104 发送的信号 204 从输出端口 107 被辐射。此时， 相对于信号 204 被降低与开关 1001 的隔离度相同量的信号 205 环行 (round) 到接收器。环行到接收器的信号 205 被输入 到检测器 1002， 并且信号电平被检测， 检测值被输出到控制部件 1003。
用于在控制部件 1003 中产生信号 206 和信号 207， 并且接着控制信号 208 的功率 电平恒定的机制在第一实施例中做了描述， 因此不再详细讨论。
如上所示， 间歇倍频器 103 在控制信号的开启时段的转换增益与在关闭时段的转 换增益被改变， 并且主要分量在开启时段和关闭时段的频率被改变， 由此可以构造用于产 生高开 / 关比脉冲信号的间歇倍频器。可以通过使用间歇倍频器、 用于产生信号来控制间 歇倍频器的转换增益的控制信号发生器、 检测器、 以及控制部件来构造可以产生高开 / 关 比脉冲信号以及可以调节功率电平的脉冲发生器。
在上文给出的描述中， 控制信号 206 和控制信号 207 在控制部件 1003 中被产生， 但解调器被提供有该功能， 控制部件 1003 可以用解调器来替换。
( 第三实施例 )
图 11 是示出本发明第三实施例中的可以产生高开 / 关比脉冲信号以及可以调节 功率电平的脉冲发生器的结构的方框图。 第三实施例与第一实施例的区别在于提供了开关 1001 来代替分支电路 105， 控制部件 106 包括混频器 1101 和控制部件 1102， 以及间歇倍频 器 103 被提供在振荡器 101 和混频器 1101 之间用于操作该混频器。作为间歇倍频器 103， 使用了公知电路。
图 11 所示的结构是与第二实施例一样的传送器 - 接收器。 传送器包括振荡器 101、 控制信号发生器 102、 间歇倍频器 103 以及滤波器 104。接收器包括混频器 1101 和控制部 件 1102。传送器和接收器由开关 1001 连接。控制部件 1102 基于包括在接收器中的混频器 1101 的输出波形， 控制振荡器 101 和间歇倍频器 103。控制方法如第一实施例所描述。
来自振荡器 101 的信号 201 和来自控制信号发生器 102 的信号 202 被输入到间歇 倍频器 103 来产生信号 203， 并且通过滤波器 104 产生信号 204。该处理在第一实施例中被 描述， 因此将不再详细讨论。
信号 204 被输入到开关 1001。开关 1001 是例如 SPnT 开关 (n ： 自然数 )， 并且具有 切换传送和接收的功能。在传送定时， 开关 1001 接通传送侧， 使得从间歇倍频器 103 通过 滤波器 104 发送的信号 204 从输出端口 107 被辐射。此时， 相对于信号 204 被降低与开关 1001 的隔离度相同量的信号 205 环行 (round) 到接收器。环行到接收器的信号 205 被输入 到混频器 1101， 并且信号电平被检测， 检测值被输出到控制部件 1102。此时， 倍频器 1103 的输出信号还被输入到混频器 1101 ； 该信号被提供用于倍频。
在第一实施例中描述了用于在控制部件 1102 中产生信号 206 和信号 207， 并且接着控制信号 208 的功率电平恒定的机制， 因此不再详细讨论。
如上所示， 间歇倍频器 103 在控制信号的开启时段的转换增益与在关闭时段的转 换增益被改变， 并且主要分量在开启时段和关闭时段的频率被改变， 由此可以构造用于产 生高开 / 关比脉冲信号的间歇倍频器。可以通过使用间歇倍频器、 用于产生信号来控制间 歇倍频器的转换增益的控制信号发生器、 混频器以及控制部件来构造可以产生高开 / 关比 脉冲信号以及可以调节功率电平的脉冲发生器。
在上文所给出的描述中， 倍频器 1103 被提供在混频器 1101 的前级， 但混频器 1101 可以是不提供倍频器 1103 的谐波混频器。
在上文所给出的描述中， 倍频器 1103 被提供在混频器 1101 的前级， 并且振荡器 101 在传送和接收之间被共享， 但也可以被分别提供。
在上文所给出的描述中， 在控制部件 1102 中产生控制信号 206 和控制信号 207， 但 解调器被提供有该功能， 控制部件 1102 可以用控制器来替换。
( 第四实施例 )
图 18 是本发明第四实施例中的通信设备的方框图。图 18 所示的传送器包括压控 振荡器 1801( 此后称为 VCO)、 控制信号发生器 1802、 倍频器 1803、 分支电路 1804、 输出端口 1805 以及控制部件 1806。在 VCO 调制中， 如果在 PLL 中执行锁定， 则由于反馈控制而产生 调制失真。因此， 在以下描述中， VCO 不包括 PLL， 以防止调制失真的发生。 有源元件被描述为 FET( 场效应晶体管 )。倍频器的倍频数为 n(n ： 正整数 )。在 以下描述中， 输出信号的期望频率是 f0， 振荡器的输出信号的频率是 f0/2， 并且间歇倍频 器是 2( 双 ) 倍频器。但该实施例并不限于此模式。
正如控制信号发生器 102， 控制信号发生器 1802 产生并输出具有电压值不同的 开启时段和关闭时段的控制信号。从控制信号发生器 1802 输出的控制信号被输入到 VCO 1801 的一个端口的 Vt 端口 1807， 由此从 VCO 1801 输出频率调制信号。VCO 1801 基于下 述原理执行频率调制， 即原始频率根据施加到 Vt 端口 1807 上的电压而改变。从 VCO 1801 输出的调制信号的频率在倍频器 1803 中倍频。所倍频的信号被输入到分支电路， 通过该分 支电路， 一支从输出端 1805 输出， 另一支被输入到控制部件 1806。 控制部件 1806 检测所接 收的信号的电平。基于所检测的电平， 控制部件 1806 产生输入到与 VCO1801 的 Vt 端口不 同的端口 1808 的控制信号以及输入到 VCO 1801 的 Vt 端口 1807 的控制信号。输入到 VCO 1801 的不同端口 1808 的控制信号控制振荡输出电平， 而输入到 VCO 的 Vt 端口 1807 的控制 信号控制 VCO 1801 的振荡频率。这些控制信号控制从输出端 1805 输出的信号的输出电平 和振荡频率。当执行上述操作时， 可以调节 ( 控制 ) 功率电平的频率调制电路被构造。该 频率调制电路是用于执行信号调制的信号调制器的示例。
图 19 是图 18 的方框图中的所述控制信号和信号的时序图。纵轴是电压， 横轴是 时间。将参照图 18 和图 19 讨论该实施例中可以调节功率电平的频率调制电路。
从控制信号发生器 1802 输出的信号 1901 被输入到 VCO 1801 的 Vt 端口 1807， 由 此 VCO 1801 振荡。 因为 VCO 1801 的振荡频率根据施加到 Vt 端口 1807 的电压而改变， 所以 信号 1901 被输入到 Vt 端口 1807， 由此 VCO 1801 基于信号 1901 而输出频率调制信号 1902。 VCO 1801 的电路结构是公知技术， 因此将不再讨论。
从 VCO 1801 输出的信号 1902 被输入到倍频器 1803， 然后其将信号 1902 的频率倍
频来产生信号 1903。
信号 1903 被输入到分支电路 1804， 其接着将信号分支为信号 1904 和信号 1905。 信号 1905 是用来调节功率电平的信号， 因此该信号的功率电平与信号 1904 相比较小。分 支电路是公知技术， 因此将不再详细讨论。从分支电路 1804 输出的信号 1904 被输出到输 出端口 1805。另一方面， 信号 1905 被输入到控制部件 1806， 其然后检测信号 1905 的电平。 控制部件 1806 检测在输出信号 1904 的载波频带中的信号的功率值， 并且不涉及其它任何 频带中信号的功率值。
控制部件 1806 在检测值和期望值之间进行比较。从输出端口 1805 中的任何期望 输出电平和分支电路 1805 的分配比来计算该期望值。例如， 如果期望输出电平是 P1， 并且 分配比是 9 ∶ 1， 则控制部件 1806 中的期望值变为 P1/10。控制部件 1806 产生用于控制 VCO 1801 的振荡功能的信号 1906 以及用于控制 VCO 1801 的调制功能的信号 1907。如果 在控制部件 1806 中的检测值和期望值之间存在差别， 则 VCO 1801 的振荡功能和调制功能 的操作由控制信号 1906 和控制信号 1907 来控制。
具体地， 控制信号 1906 控制 VCO 1801 的偏置电压， 由此控制信号 1901 的信号电 平。 VCO 1801 中由控制信号 1906 控制的部分是该部件的 FET 的偏置， 并且是漏极电压和栅 极电压。开关可以被提供在 VCO 1801 的后级， 并可以由控制信号 1906 控制， 并且可以被切 换用于调节信号 1902 的信号电平。这些技术是公知技术， 因此将不再讨论。
控制信号 1907 控制 VCO 1801 的 Vt 端口的偏置电压， 由此控制 VCO 1801 的调制功能。 例如， 考虑控制部件 1806 确定输出端口 1805 中的功率电平比期望值小 1dB 的情 况。在该情况下， 控制信号 1906 进行控制以使得从 VCO 1801 输出的信号 1902 的功率电平 降低 1dB ； 如果 VCO 1801 的偏置电压被降低， 则施加到 Vt 端口 1807 上的电压和振荡频率 的特性改变。因此， 如果信号 1902 的功率电平被降低 1dB， 则振荡频率改变。其发生的原因 可以是为了避免调制失真而没有在 VCO 1801 中安装 PLL 与频率调制电路一起使用。
然后， 控制信号 1907 控制 Vt 端口 1807 的偏置电压来校正振荡频率的特性和施加 到 Vt 端口 1807 的电压的偏移。这样， 输出功率电平可以在不改变频率调制信号的载波频 率的情况下被降低， 并且传送功率电平也可以被简单地控制。
如上所示， 在构造为 VCO 的频率调制电路中， 施加到 VCO 的 Vt 端口的偏置电压被 直接调制， 由此可以简单地构造包括功率控制功能的频率调制电路。
虽然本发明已经参照特定实施例进行了详细描述， 但对本领域技术人员很明显的 是， 可以进行各种改变和修改而不偏离本发明的精神和范围。
本申请基于 2007 年 12 月 28 日提交的日本专利申请 No.2007-340250 和 2008 年 12 月 22 日提交的日本专利申请 No.2008-325654， 它们通过引用被合并到这里。
工业应用性
本发明的可以产生高开 / 关比脉冲信号以及可以调节功率电平的脉冲发生器， 通 过根据控制信号的电压值来控制间歇倍频器的操作点， 而间歇地控制转换增益。如果在后 级提供滤波器， 则可以抑制杂散分量， 并且， 在包括低功耗操作的同时， 获得具有高开 / 关 比脉冲信号优点的脉冲信号， 由此， 该脉冲发生器可以被用作高速无线通信中的脉冲发生 器等。