背景技术
近年来，下一代移动通信系统的研究正在积极地进行。在该下一代移动通信系统的研究中，作为用于提高系统的频率利用效率的方式，提出了重复使用1个频率的蜂窝系统。在该蜂窝系统中，各小区通过使用相同的频带，能够利用分配给系统的频带整体。
作为下行链路所使用的通信方式，最有力的候选是OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access：正交频分多址)方式。所谓下行链路是指从基站装置向移动站的通信。OFDMA方式是使用OFDM信号，将无线资源灵活地分配给多个移动终端装置来进行通信的系统，所述OFDM信号使用根据接收状况而不同的调制方式对信息数据进行通信。调制方式具有64QAM(64-ary Quadrature Amplitude Modulation：64值正交振幅调制)和BPSK(Binary Phase Shift Keying：二相相移键控)等。无线资源由时间轴和频率轴构成。
一般情况下，OFDM信号即使在传送频带整体上产生频率选择性衰减，只要以副载波为单位来看，就能将传播路径的延迟波作为平坦衰减来处理。这是因为各副载波是窄频带。
另外，由于能够以副载波为单位独立地进行控制，所以不存在因延迟波所产生的码间干扰，不需要进行均衡。因此，移动站能够在直接的接收状况下检测各副载波的接收信号。因此，移动站在使用了根据接收状况而分配了合适的调制方式的自适应调制方式的情况下，能够适当地控制传送质量。
在该情况下，由于使用OFDM信号，所以有时PAPR(Peak to AveragePower Ratio：均峰比)变得非常高。高峰值功率的产生在对于放大发送功率比较有富余的下行链路的通信中，不会成为大问题。但是，高峰值功率的产生在对于放大发送功率没有富余的上行链路的通信中，会成为致命的问题。所谓上行链路是指从移动站到基站装置的通信。
因此，在上行链路中，使用以PAPR较低的单载波方式为基准的通信方式较好。
然而，当使用以单载波方式为基准的通信方式时，不能像OFDM方式那样对副载波进行独立的处理。因此，不能抑制因延迟波所产生的码间干扰，所以需要对接收信号的码间干扰进行抑制的自适应均衡技术。
作为自适应均衡技术之一，提出了频域均衡技术(FDE：FrequencyDomain Equalization)，该技术即使在多路径衰减环境下，也能以维持周期性为目的，向对多个发送信号进行了模块化的时间信号附加循环前缀(CP：Cyclic Prefix)，并在接收侧删除，由此能够在频域中通过1次乘积来进行均衡(非专利文件1)。另外，由于FFT的单位是块，所以将模块化的发送信号称为FFT块。
在该频域均衡技术(FDE)中，着眼于时间轴上的脉冲响应的卷积是频域的相乘，可知通过乘以传播路径的频率响应的逆特性将信号成分还原的迫零(ZF：Zero Forcing)型均衡技术。然而，在接收侧进行均衡的情况下，由于必须在移动站的内部将热噪声加到接收信号上，所以当乘以传播路径的逆特性时，噪声项也乘以了传播路径的逆特性。其结果，噪声有色化，由于发生噪声强调，所以传送特性存在比实际更加恶化的问题。
因此，以抑制噪声强调为目的，提出了基于使均衡后的信号和发送信号的误差的平方最小的最小均方误差(MMSE：Minimum Mean SquareError)标准的MMSE-FDE。MMSE-FDE的抽头矩阵由式(1)表示。
【数学式1】
WH＝(ΞΞH+σ2I)-1Ξ …(1)
在式(1)中，W是由将抽头系数作为要素的复数的FFT块尺寸的方阵表示的抽头矩阵。Ξ是在对角成分上排列传播路径的频率响应的复数的对角矩阵。I是只有对角矩阵是1，剩下的要素是0的单位矩阵。σ2是表示热噪声的方差的实数。一般情况下，在通过均衡来估计FFT块内的第k个发送信号的情况下，抽头矩阵由下式表示。
【数学式2】
Sest(k)＝FHwH(k)R
其中，F是实施DFT处理的K×K的复数的方阵。K是FFT块的块尺寸。w(k)是用于检测FFT块内的第k个发送信号的K×1的复数的列向量。R表示频率轴的K×1的复数的接收信号向量。
式(1)的抽头矩阵为了同时检测块内的所有码元而进行了扩展。下式表示扩展后的式子。
【数学式3】
W＝[w(1)w(2)…w(K)]
另一方面，作为使传送效率提高的技术，关注自适应调制编码方式。自适应调制编码方式是针对传播路径的特性的时间上的变动，为了维持传送质量，在满足所需质量中选择传送速率最大的调制方式和通信路径编码中的编码率的技术。
一般情况下，在自适应调制编码方式中，根据在没有因传播路径所导致的畸变的加性高斯白噪声(AWGN：Additive White Gaussian Noise)环境下所测定的错误率特性，按照每个传送机会来测定甚至包含了传播路径的畸变的接收质量。并且，决定在满足所需质量的同时能够达到最大传送速率的调制方式和编码率。
例如，作为能够使用的调制方式和编码率的组合，假设AWGN环境下的编码率1/2的BPSK、编码率2/3的BPSK、编码率1/2的QPSK、编码率3/4的QPSK、编码率5/6的QPSK中的误比特率10-5所需的接收SNR分别为1dB、2dB、3dB、6dB、8dB。并且，假设在某个传送机会中测定的接收SNR为7.5dB。作为调制方式和编码率，将该情况下选择的调制方式和编码率设定为7.5dB以下的满足所需质量并且能够达到最高的传送速率的编码率3/4的QPSK。
这里，在即使使用MMSE-FDE这样的均衡方式时单载波方式也采用自适应调制方式的情况下，一般以均衡前的信噪比(SNR：Signal to Noisepower Ratio)为基准采用调制方式。
非专利文件1：D.Falconer、S.L.Ariyavisitakul、A.Benyamin-Seeyar、and B.Eidson、“Frequency Domain Equalization for Single-Carrier BroadbandWireless Systems、”IEEE Communications Magazine、vol.40、pp.58-66、April2002.
然而，在关注式(1)的抽头矩阵时，第k个离散频率中的抽头系数如式(2)所示，在各频率中，抽头的大小根据各频率的接收质量来设定。
【数学式4】
w*(k)=Ξ(k)Ξ(k)Ξ*(k)+σ2...(2)]]>
在式(2)中，w(k)是与块内的第k个离散频率相乘的抽头系数。Ξ(k)是第k个离散频率中的传播路径的复增益。σ2表示所观测的噪声的方差。
这并不是MMSE型的FDE乘以传播路径的逆特性，从通过乘以逆特性来抑制成为问题的噪声强调这样的目的来看，意味着将与接收质量对应的校正项设定为σ2，使得码间干扰和噪声强调的影响的平衡为最佳。
另外，由于依赖于传播路径特性和噪声的方差，所以意味着即使平均接收SNR相同，抽头系数在频率轴上的变动也会因传播路径的延迟方差而变得激烈，不仅如此，未解决掉的码间干扰和噪声强调的影响也不同。
这也意味着在即使均衡前的平均接收SNR相同，传播路径的延迟方差也不同的情况下，无法除去的码间干扰的量和噪声强调的量不同。
本来自适应调制编码方式是以维持接收质量为目的而导入的，所以在根据均衡前的接收SNR而设定的情况下，甚至不包含均衡后未解决掉的码间干扰和噪声强调的影响，存在无法适当工作的问题。例如，虽然均衡前测定的接收SNR是6dB，但均衡后的接收SNR在码间干扰和噪声强调的影响下，实际上相当于5dB，在变为相当于5dB的SNR的情况下，采用6dB所需质量的调制方式、编码率的情况存在不能满足所需质量的问题。
另外，为了在均衡后的接收质量下进行自适应调制编码方式，需要通过将乘以了抽头系数的传播路径特性返回到时域来另外计算码间干扰的量，所以存在计算繁杂的问题。此时，块内的第k个信号的接收SNR由式(3)所示。
【数学式5】
SNR=|heq(l)s(k)|2|Σl=2KΣl′=1Kheq(l)s(k-(l-1)-l′)+n(k)|2...(3)]]>
在式(3)中，K是包含在块内的信号数。heq(l)是通过IFFT对传播路径的频率响应乘以抽头系数的结果进行了频率时间变换的等效的传播路径的脉冲响应的第I个传播路径增益。s(k)是块内的第k个时间信号。n(k)是通过IFFT将乘以了块内的第k个信号中的抽头系数的频率的噪声变换为时间信号的噪声成分。这样，要想估计heq(l)和n(k)，不仅需要使用IFFT，计算它们还需要使用式(3)，要计算接收SNR需要很多运算。
发明内容
本发明是鉴于上述情况而进行的，其目的在于提供一种能够改善发送装置和接收装置通信时的错误率和吞吐量的无线通信系统、接收装置和接收方法。
(1)本发明是为了解决上述课题而进行的，本发明的一个方式涉及一种无线通信系统，其具备：发送装置，其根据从接收装置通知的信息变更调制方式或编码率的至少任意一方来发送；以及接收装置，其通过频域均衡对因无线传播路径导致的畸变进行均衡，所述接收装置根据各发送比特的可靠性来设定调制方式或编码率的至少任意一方。
(2)并且，本发明的一个方式所涉及的无线通信系统的所述接收装置根据最小均方误差来进行所述频域均衡。
(3)并且，本发明的一个方式所涉及的无线通信系统的所述接收装置根据从对数似然比算出的相互信息量来计算所述各发送比特的可靠性。
(4)并且，本发明的一个方式所涉及的无线通信系统的所述接收装置根据从分配了已知的比特的发送信号所算出的相互信息量来计算所述各发送比特的可靠性。
(5)并且，本发明的一个方式涉及一种接收装置，其接收由变更调制方式或编码率的至少任意一方的发送装置所发送的信号，所述接收装置具备：均衡部，其在频域内对接收信号进行均衡；可靠性计算部，其根据均衡后的接收信号计算发送比特的可靠性；相互信息量计算部，其根据所述可靠性计算部所计算出的发送比特的可靠性来计算相互信息量；以及通知信号生成部，其根据所述相互信息量计算部计算出的相互信息量来设定调制方式或编码率的至少任意一方，并生成通知给所述发送装置的信号。
在本发明中，根据在均衡后而不是均衡前获得的发送比特的可靠性来进行自适应调制方式中的调制方式的设定，由此使自适应调制编码方式适当地工作，能够改善发送装置和接收装置通信时的错误率和吞吐量。
(6)并且，本发明的一个方式所涉及的接收装置的所述均衡部根据最小均方误差对所述接收信号进行均衡。
(7)并且，本发明的一个方式所涉及的接收装置的所述可靠性计算部根据等效振幅增益或等效噪声的方差来计算对数似然比。
(8)并且，本发明的一个方式所涉及的接收装置的所述相互信息量计算部根据所述可靠性计算部计算出的对数似然比来计算所述相互信息量。
(9)并且，本发明的一个方式涉及一种接收装置，其接收对导频信号和发送数据信号进行了复用的来自发送装置的发送信号，其中，所述导频信号用于传播路径估计，所述发送数据信号根据接收质量变更了调制方式或编码率的至少任意一方，所述接收装置具备：均衡部，其在频域内对接收信号进行均衡；可靠性计算部，其根据所述均衡部均衡后的接收信号计算发送比特的可靠性；相互信息量计算部，其根据所述可靠性计算部计算出的发送比特的可靠性来计算相互信息量；以及通知信号生成部，其根据所述相互信息量来设定调制方式或编码率的至少任意一方，并生成通知给所述发送装置的信号。
(10)并且，本发明的一个方式涉及一种使用接收装置的接收方法，该接收装置接收由变更调制方式或编码率的至少任意一方的发送装置所发送的信号，所述接收方法具备如下步骤：均衡步骤，其在频域内对接收导频信号进行均衡；可靠性计算步骤，其根据均衡后的接收信号计算发送比特的可靠性；相互信息量计算步骤，其根据在所述可靠性计算步骤中所获得的发送比特的可靠性来计算相互信息量；以及通知信号生成步骤，其根据所述相互信息量来设定调制方式或编码率的至少任意一方，并生成通知给所述发送装置的信号。
(11)并且，本发明的一个方式涉及一种使用接收装置的接收方法，该接收装置接收对导频信号和发送数据信号进行了复用的来自发送装置的发送信号，其中，所述导频信号用于传播路径估计，所述发送数据信号根据接收质量变更了调制方式或编码率的至少任意一方，所述接收方法具备如下步骤：均衡步骤，其在频域内对接收信号进行均衡；可靠性计算步骤，其根据在所述均衡步骤中均衡后的接收信号计算发送比特的可靠性；相互信息量计算步骤，其根据在所述可靠性计算步骤中计算出的发送比特的可靠性来计算相互信息量；以及通知信号生成步骤，其根据所述相互信息量来设定调制方式或编码率的至少任意一方，并生成通知给所述发送装置的信号。
发明效果
根据本发明的无线系统、接收装置和接收方法，能够改善发送装置和接收装置通信时的错误率和吞吐量。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
在以下的实施方式中，对使用单载波传送方式、作为接收均衡方式使用MMSE基准型的FDE的情况进行说明。另外，只要是能够使用MMSE基准型的频域均衡的方式，可以使用DFT-S-OFDM(Discrete FourierTransform Spread OFDM)方式和SC-ASA(Single Carrier with AdaptiveSpectrum Allocation)方式这样的、对原来的时间波形进行频率变换并分配给任意的频率然后根据分配后的频率信号再生成时间波形的方式。并且，也可以使用MC-CDM(Multi-Carrier Code Division Multiplexing)这样的将时间信号扩展为多个频率信号的方式。
【第1实施方式】
图1是表示本发明的第1实施方式所涉及的发送装置100a的概略框图。移动站装置具备用于与基站装置进行通信的发送装置和接收装置。移动站装置具备的发送装置相当于图1的发送装置100a。另外，图1的发送装置100a也可以应用于其他的设备中。发送装置100a具备编码部1、检测部2、编码率控制部3、增信删余部4、调制方式控制部5、调制部6、导频生成部7、导频复用部8、CP附加部9、无线部10和发送天线11。
发送比特通过编码部1来进行纠错编码，并输入给增信删余部4。另一方面，检测部2从由接收装置所通知的调制/编码率信息(MCS：Modulation and Coding Schemes)中检测编码率和调制方式。检测部2所检测出的编码率信息被输入给编码率控制部3。并且，检测部2所检测的调制方式信息被输入给调制方式控制部5。
在增信删余部4中，对从编码部1输入的编码比特进行增信删余处理。所谓增信删余处理是指对码比特进行间除使其变为所设定的编码率的处理。
此时，编码率控制部3根据所设定的编码率信息来进行控制，使得按照增信删余图案(puncture pattern)来间除码比特。所谓增信删余图案是为了间除比特而预先准备的图案。由此，增信删余部4生成适当的编码率的码比特。
接着，将通过增信删余所获得的码比特输入给调制部6，进行调制，使其变为所设定的调制方式。此时，调制方式控制部5进行控制使其变为设定的调制方式。
与此同时，在导频生成部7中，生成用于估计传播路径的频率响应的导频信号，在导频复用部8中与在调制部6中获得的调制信号进行复用。复用后的发送信号通过CP附加部9附加循环前缀(CP)，通过无线部10上变频为无线频带，并从发送天线11发送给接收装置。
图2是表示本发明的第1实施方式所涉及的接收装置200a的概略框图。基站装置具备用于与移动站装置进行通信的发送装置和接收装置。基站装置具备的接收装置相当于图2的接收装置200a。另外，图2的接收装置200a也可以应用于其他的设备。接收装置200a具备接收天线12、无线部13、CP除去部14、导频分离部15、传播路径特性估计部16、方差估计部17、FFT部18、均衡部19、IFFT部20、解调部21(也称为信号性计算部)、解码部22和调制/编码率信息生成部23。
接收信号在被接收天线12接收后，通过无线部13从射频下变频为基带信号。所获得的接收信号通过CP除去部14除去循环前缀(CP)，并通过导频分离部15分离接收导频信号和接收调制信号。分离后的接收导频信号在传播路径特性估计部16和方差估计部17中被估计传播路径的频率特性和噪声的方差，并为了用于均衡而输入给均衡部19。
这里，在方差估计部17中，根据传播路径特性估计部16所估计的传播路径特性和接收信号来估计接收导频信号的方差。此时，方差σ2如计算均方值这样的定义那样，按照下式(4)来估计。
【数学式6】
σ2=1KΣk=1K|y(k)-Ξ(k)c(k)|2...(4)]]>
在式(4)中，K是块内的信号数。y(k)是第k个频率的复接收导频信号。Ξ(k)是传播路径特性估计部16所估计的第k个频率中的传播路径的复增益。c(k)是在收发侧已知的第k个频率的发送导频信号。
在式(4)中，用Ξ(k)c(k)来生成未受噪声影响的接收导频信号。并且，从接收导频信号y(k)中减去Ξ(k)c(k)所得的误差相当于噪声。并且，通过在频率方向上对接收导频信号的功率进行平均化来计算均方值，由此来计算噪声的方差。
另一方面，分离了导频信号的接收信号通过FFT部18而变换为频率信号。在均衡部19中，根据传播路径的频率特性对频域中的接收信号进行均衡。并且，均衡部19输出根据抽头系数所算出的等效振幅增益。
此时，考虑甚至包含了均衡处理的发送信号的畸变和噪声，使用传播路径特性估计部16所估计的传播路径的频率特性和方差估计部17所计算出的方差的值，由式(5)来计算抽头矩阵。
【数学式7】
WH＝ΞH(ΞΞH+σ2I)-1 …(5)
在式(5)中，Ξ是在对角成分上排列传播路径的频率响应的传播路径矩阵。σ2是表示均衡前的噪声的方差的实数。I是只有对角成分为1、非对角成分为0的单位矩阵。xH是矩阵x的伴随矩阵(实施了厄密(Hermitian)转置的矩阵)。通过将式(5)所得的抽头矩阵乘以接收信号，进行接收信号的均衡，并输入给IFFT部20。并且，在均衡部19中，使用抽头矩阵来进行等效振幅增益的计算。等效振幅增益通过式(6)来计算。
【数学式8】
μz=1KΣk=1Kw*(k)Ξ(k)...(6)]]>
在式(6)中，μz是等效振幅增益。w*(k)是第k个频率的抽头系数的复共轭。Ξ(k)表示第k个频率的传播路径的复增益。等效噪声的方差使用由式(6)所获得的等效振幅增益μz，由式(7)来表示。
【数学式9】
σz2=μz(1-μz)...(7)]]>
并且，均衡后的接收信号在IFFT部20中被变换为时域信号，并输入给解调部21。在解调部21中使用从均衡部19输出的等效振幅增益和从IFFT部20输出的均衡后的时域接收信号来计算表示发送码比特的信赖度的对数似然比(LLR：Log Likelihood Ratio)。如果假定所获得的对数似然比(LLR)依据高斯分布，则对数似然比(LLR)的定义由式(8)表示。
【数学式10】
l=In[p(a=1|l)p(a=0|l)]=1σz2[-|l-μz|2+|l+μz|2]...(8)]]>
在式(8)中，1n[x]是运算x的自然对数的运算符。a是发送比特。1是对数似然比(LLR)。
BPSK只在实部具有1比特的比特信息。并且，QPSK在实部具有1比特的信息，在虚部具有1比特的信息。如果考虑这些，则在进行MMSE基准型的频域均衡的情况下，解调部21分别使用式(9)、式(10)来计算BPSK、QPSK的情况下的对数似然比(LLR)。
【数学式11】
λ(k)=4Re[z(k)]1-μz(BPSK)...(9)]]>
【数学式12】
λ(2k)=4Re[z(k)]2(1-μz)(QPSKbit#1)]]>...(10)]]>
λ(2k+1)=4Im[z(k)]2(1-μz)(QPSKbit#2)]]>
在式(9)、式(10)中，λ(k)是第k个发送比特的对数似然比(LLR)。z(k)是第k个时间索引(index)中的均衡后的接收信号。μz是等效振幅增益。Re[x]是复数x的实部。Im[x]是复数x的虚部。
并且，关于对数似然比(LLR)的索引，在BPSK的情况下，对1个BPSK信号调制1比特的信息，所以时间索引和比特索引一致，使用同一索引。另外，在QPSK的情况下，对1个QPSK信号调制2比特的信息，所以第1比特和第2比特各自的比特索引为2k、2k+1。
这样，解调部21所计算出的对数似然比(LLR)在解码部22进行纠错处理的同时输入给调制/编码率信息生成部23。调制/编码率信息生成部23使用根据对数似然比(LLR)所计算的相互信息量来设定下一个发送机会时的调制方式和编码率，并作为调制/编码率信息反馈给发送装置(图1)。
另外，在本实施方式中，对使用接收特性最好的MMSE基准型的FDE的情况进行了说明，但是也可以使用迫零(ZF：Zero Forcing)基准型、等增益合成(EGC：Equal Gain Combining)和最大比合成(MRC：MaximumRatio Combining)等来计算等效振幅增益和等效噪声的方差，并使用它们的值由式(8)来计算对数似然比(LLR)。
这样，本实施方式根据由解调部20所获得的各码比特的可靠性来进行自适应调制编码方式中的调制方式和编码率的设定。由此，能够将均衡部19所进行的均衡处理也无法除去的码间干扰和噪声强调的影响也考虑在内地设定下一个发送机会时的调制方式和编码率。因此，能够适当地进行自适应调制编码的控制。
【第2实施方式】
接下来对本发明的第2实施方式进行说明。本实施方式的发送装置的结构和接收装置的结构与第1实施方式的发送装置100a(图1)和接收装置200a(图2)的结构相同，所以省略它们的说明。
图3是表示本发明的第2实施方式所涉及的接收装置的调制/编码率信息生成部23的结构的概略方框图。调制/编码率信息生成部23具备相互信息量计算部101、调制/编码率决定部102(也称为通知信号生成部)、调制/编码率信息映射部103。
相互信息量计算部101根据从解调部21(图2)向调制/编码率信息生成部23输入的对数似然比(LLR)来计算与发送比特相关的相互信息量。
所谓相互信息量是指当发送装置发送了发送信号X时，在接收装置中获得接收信号Y的情况下，从信息论的观点出发对在接收装置中获得了多少与发送信号X相关的信息进行数值化所得的量。
在本实施方式中，相互信息量计算部101不根据接收信号Y来求出相互信息量，而是根据对数似然比(LLR)来计算与发送信号X相关的相互信息量。
如果假定获得了对数似然比(LLR)时的相互信息量基于遍历性和一贯性条件，则按照以下的式(11)来计算，所述遍历性的时间平均与集合平均相同，所述一贯性依据0和1的发生概率相同、分布相同且对称的高斯分布。
【数学式13】
Ix=1-2KBΣk=1KBlog2(1+exp(lk))1+exp(lk)...(11)]]>
在式(11)中，Ix是0～1的实数所表示的相互信息量。KB是比特长度。1k是第k个比特的对数似然比(LLR)。根据式(9)、式(10)，相互信息量根据调制方式而变化。因此，为了设定调制方式，要预先计算各调制方式中的相互信息量的值。
例如，当前的发送机会的调制方式是BPSK的情况下，通过式(11)所获得的相互信息量是BPSK的信息量。这里，QPSK情况下的相互信息量的计算，根据式(9)、式(10)，通过将BPSK所获得的对数似然比(LLR)乘以1/√2来获得。因此，根据式(12)，能够从BPSK的情况变换为假定用QPSK进行传送时的相互信息量。
【数学式14】
Ix=1-2KBΣk=1KBlog2(1+exp(lk/2))1+exp(lk/2)...(12)]]>
式(12)是从由BPSK发送时所获得的对数似然比(LLR)来计算在相同环境下使用QPSK时所获得的相互信息量的式子。从QPSK向BPSK的变换，可以通过对对数似然比(LLR)进行![]()
倍来计算。
并且，16QAM和64QAM的对数似然比(LLR)的计算可以按照式(9)、式(10)来导出。因此，即使在使用了多值调制的情况下，也能唯一地决定要输出的对数似然比(LLR)的关系，如果知道1个调制方式的对数似然比(LLR)，则能够相互变换各调制方式的相互信息量。
将这样获得的能够选择的所有调制方式的相互信息量输入给调制/编码率决定部102，决定调制方式和编码率的组合。
图4是表示本发明的第2实施方式所涉及的各编码率中的误比特率相对于输入相互信息量的特性的线图的一例。在图4中，横轴表示通过式(11)和式(12)所获得的输入相互信息量，纵轴表示误比特率。并且，r表示编码率。3条曲线L1、L2、L3分别表示编码率r为1/2、3/4、5/6的情况。并且，如图4所示，编码率r越大，传送速度越提高，但是纠错精度越低。因此，为了达到与编码率r较高时相同的误比特率，需要更大的相互信息量。这里，使用图4来决定调制方式和编码率的组合。
例如，对能够选择的调制方式的组合是编码率1/2的BPSK、编码率3/4的BPSK、编码率1/2的QPSK、编码率3/4的QPSK、编码率5/6的QPSK的情况进行说明。并且，对通过BPSK所获得的相互信息量是0.95、通过QPSK所获得的相互信息量是0.8、所需质量是10-5的情况进行说明。满足所需质量的组合从图4可知，是编码率1/2的BPSK、编码率3/4的BPSK、编码率1/2的QPSK。该情况下，调制/编码率决定部102选择编码率最小、多值数最小的调制方式。即调制/编码率决定部102选择编码率1/2的QPSK。
这样，由调制/编码率决定部102所决定的调制方式和编码率通过调制/编码率信息映射部103调制为在收发侧预先确定的预定的信号形式，并反馈给发送装置(图1)。
这样，计算相互信息量，并在选择自适应调制编码方式时使用，由此能够将频域均衡也无法除去的码间干扰和噪声强调的影响也考虑在内地把握接收质量，能够适当地进行自适应控制。
【第3实施方式】
接下来对本发明的第3实施方式进行说明。本实施方式的发送装置由于与第1实施方式的发送装置100a(图1)同样，所以省略其说明。
图5是表示本发明的第3实施方式所涉及的接收装置200c的结构的概略框图。接收装置200c将导频信号等已知序列用作训练序列来计算相互信息量。
接收装置200c具备接收天线201、无线部202、CP除去部203、导频复制部204、传播路径特性估计部205、方差估计部206、FFT部207、均衡部208、IFFT部209、解调部210、导频分离部211、解码部212和调制/编码率信息生成部213。
接收装置200c的接收天线201、无线部202、CP除去部203、传播路径特性估计部205、方差估计部206、FFT部207、均衡部208、IFFT部209、解调部210、解码部212、调制/编码率信息生成部213与第1实施方式的接收装置200a(图2)的接收天线12、无线部13、CP除去部14、传播路径特性估计部16、方差估计部17、FFT部18、均衡部19、IFFT部20、解调部21、解码部22、调制/编码率信息生成部23进行同样的处理，所以这里省略说明。
与第1实施方式的接收装置200a的不同点在于：不是除去循环前缀(CP)之后分离导频信号，而是为了进行传播路径估计和方差的估计，复制导频信号，对导频信号也进行均衡。为了计算均衡后的接收状况，导频信号的分离在解调部210之后由导频分离部211进行。
在本实施方式中，在均衡部208的处理中，使用已知的信号作为导频信号。因此，在收发侧预先确定的预定的比特序列通过预定的调制方式来调制，并从发送装置发送给接收装置。在接收装置侧，利用对已知的比特序列进行调制这一点，把握信息因传播路径、噪声、均衡而减少多少。
【第4实施方式】
接下来对本发明的第4实施方式进行说明。本实施方式的发送装置的结构和接收装置的结构与第2实施方式的发送装置和接收装置的结构相同，所以省略它们的说明。
图6是表示本发明的第4实施方式所涉及的接收装置的接收方法的流程图。在图6中，示出在接收装置中已知发送比特序列的情况下的相互信息量的计算方法。在接收装置中知道发送比特序列的情况下的相互信息量由式(13)表示。
【数学式15】
Ix=12Σx=0,+1∫-∞∞p(l/X=x)log2[2p(X=x)p(l|x=0)+p(l|x=+1)]dl...(13)]]>
在式(13)中，p(1|X＝x)表示在发送信号是x的情况下，均衡后的对数似然比(LLR)是1的概率。另外，式(11)是式(13)满足遍历性和一贯性条件的前提下的近似式。因此，在通过式(13)能够计算相互信息量的情况下，与第2实施方式相比，本实施方式能够高精度地估计相互信息量。
在图6中，首先，在步骤S1中，将通过对导频信号进行均衡所获得的对数似然比(LLR)分类为用比特1发送的情况和用0发送的情况，并对各自的合计数进行计数。
接着，在步骤S2a中，通过计算来生成发送比特为0时的柱状图(histogram)。并且，在步骤S2b中，通过计算来生成发送比特为1时的柱状图。
接着，在步骤S3a中，通过在步骤S1中计数的发送比特0和1各自的合计数来进行标准化，计算发送比特0的概率。并且，在步骤S3b中，通过在步骤S1中计数的发送比特0和1各自的合计数来进行标准化，计算发送比特1的概率。
接着，在步骤S4a中，关于发送比特0的情况，计算式(13)的被积分函数。此时，代入x＝0。并且，在步骤S4b中，关于发送比特1的情况，计算式(13)的被积分函数。此时，代入x＝1。
接着，在步骤S5a中，计算关于在步骤S4a中计算的发送比特0的被积分函数的总和。并且，在步骤S5b中，计算关于在步骤S4b中计算的发送比特1的被积分函数的总和。
最后，在步骤S6中，通过取将关于在步骤S5a中计算的发送比特0的被积分函数的总和乘以1/2所得的值和将关于在步骤S5b中计算的发送比特1的被积分函数的总和乘以1/2所得的值之间的和，来计算相互信息量。另外，在第4实施方式中，可以使用第1或第2实施方式的相互信息量的计算方法。
这样，在接收装置中已知发送比特的情况下，能够像本实施方式这样来计算相互信息量，能够适当地控制自适应调制编码。另外，在使用导频信号的情况下，在紧接着导频信号之后，不需要复用以本站为目的地的数据，在必须传送时，可以预先计算。
根据上述的第1～第4实施方式，使用根据均衡后的接收比特的对数似然比(LLR)所计算的相互信息量来进行自适应调制编码方式中的调制方式和编码率的设定。因此，能够将因传播路径的变动导致的均衡后的码间干扰和噪声强调的影响包含在内用于调制方式和编码率的设定。因此，能够选择合适的调制方式、编码率，能够改善发送装置和接收装置通信时的错误率和吞吐量。另外，在接收侧可以不根据传播路径的延迟方差来估计均衡后的接收质量。
并且，在第1～第4实施方式中，对在接收装置侧设定调制方式和编码率的情况进行了说明，但也可以从接收装置向发送装置反馈相互信息量的值，由发送装置设定调制方式和编码率。
并且，在第1～第4实施方式中，由于根据对数似然比(LLR)来设定调制方式或编码率，所以例如能够应用于OFDM方式这样的多载波方式。
另外，在以上说明的实施方式中，也可以将用于实现发送装置(图1)和接收装置(图2、图5)的功能或这些功能的一部分的程序记录在计算机能够读取的记录介质中，使计算机系统读入记录在该记录介质中的程序，通过执行来进行发送装置和接收装置的控制。另外，这里所说的“计算机系统”包含OS和外围设备等硬件。
并且，所谓“计算机能够读取的记录介质”是指软盘、光磁盘、ROM、CD-ROM等可移动介质和内设在计算机系统中的硬盘等存储装置。另外，所谓“计算机能够读取的记录介质”包含像经由互联网等网络和电话线路等通信线路来发送程序的情况下的通信线那样在短时间的期间内动态地保持程序的装置和像成为该情况下的服务器和客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样将程序保存一定时间的装置。并且，上述程序可以用于实现上述功能的一部分，也可以通过与已经记录在计算机系统中的程序的组合来实现上述功能。
以上，参照附图对本发明的实施方式进行了详细的叙述，但具体结构并不限于该实施方式，不脱离本发明的主旨的范围的设计等也包含在专利请求范围内。