具有嵌入式判决反馈均衡器的瑞克接收器 本发明通常涉及无线通信系统，例如但不仅限于无线局域网(WLAN)，更具体地，是涉及一种新型的并得到改进的瑞克接收器，该接收器包含一个嵌入式判决反馈均衡器(DFE)，在不降低抗热噪声能力的情况下，这种均衡器增加了接收器对(室内WLAN)多路径畸变效应的承受能力。
对快速(高数据速率)无线通信产品的不断需求是当前许多商业建议的主题，其中涉及使用针对2.4GHz频谱部分的新标准，联邦通信委员会小组15.247要求使用允许分组内数据速率超过10Mbps以太网速率的扩展频谱技术来实现该标准。受保护的商业标准目前只包括1和2Mbps数据速率，其中使用跳频(FH)或直接序列(DS)扩展频谱(SS)技术。
如图1所示，由于如图2所示简例的一个室内WLAN系统内的多路径畸变，发送信号的功率延迟分布(PDF)表现出大指数衰减瑞利衰减特性。导致这种现象的室内传输环境的物理特性是诸如结点12和13地建筑物内介于发送器站点14和接收器站点15之间的相对大量的反射物(例如墙壁)，并且还包括与到达时间相对滞后的传播路径t1，t2，t3相关的传播损耗，其中包含对数衰减能量。
信号的功率延迟分布是相对于功率发散时间的平均信号功率变化。信号的平均功率电平与其对应的瑞利分量之间有偏差。指数衰减多路径效应的一个基本方面是信号的传播延迟t1和信号经过的总距离成正比，因而平均起来最强(最少障碍)传输路径是信号最早到达接收器的路径。在给定的随机出现中，从发送器站点14到接收器站点15的一个首先到达的直接或直视路径会遇到衰减介质(例如一或多个建筑物墙壁等等)，从而一个滞后到达、经过高反射率表面反射并且没有遇到衰减介质的信号与首先到达信号相比可能有较高的信道脉冲响应(CIR)。但平均起来，相对于CIR尖峰之后的回声信号的数量而言，这种情况是较少出现的。
从实际应用而言，多路径信道的均方根(RMS)延迟扩展范围可以从小办公室和家庭环境(SOHO)的20-50nsec，商用环境的50-100nsec到工厂环境的100-200nsec。对于指数衰减信道，(指数)衰减常数等于RMS延迟扩展。对于相对较低的信号带宽(小于1MHz)，多路径所造成的衰减基本是“平坦”的。但在大于1MHz的带宽上，例如在直接序列扩展频谱(DSSS)系统为得到上述10Mbps的数据速率而要求的10MHz带宽上，衰减对频率却变得有选择性，因而对多路径上的可靠通信构成了严重的障碍。这样，WLAN环境内的多路径畸变会在ISM频带上产生严重的传播损耗。
克服这种严重的频率选择多路径畸变问题的最优机制是一般称为‘瑞克’接收器的信道匹配相关接收器。为了成功地进行瑞克接收器操作，有必要使用发送带宽大于信息带宽的DSSS结构。在一个DSSS信号结构中，一个相应的码字由一个PN码‘码片’序列构成。在这里使用术语‘码字(codeword)’而不是‘符号(symbol)’是为避免混淆‘码片’和码字。可以使用相对简单的，诸如QPSK的调制方法发送DSSS码片，并且码字码片可以被装配成一个签名序列，也可以是一个伪随机序列。
另外，码字的相位调制可以被用来传递信息。即，为了通知每个码字中的附加信息位，码字可以被移相。例如两个附加信息位可以被用来提供正交(90度)相移增量：0度，90度，180度和270度，其中每M个位从N个构成多码字集的码字中选出一个特定的码字。这种方法的一个例子是把Walsh或Hadamard码用作码字集。对于上述2.4GHz频谱，IEEE 802.11标准委员会已经建议使用一种八位编码方法，其中六位选定N=64个多码片码字中的一个码字，其余两位定义选定码字的四种可能(正交)相位中的一个相位。
如图3所示，在一个信道匹配相关或瑞克接收器中，接收(扩展)信号被传递到一个码字相关器31，该相关器的输出(图中为到达时间脉冲32-1，32-2，32-3序列)被提供给一个相关多路径混合器33。码字相关器31包含多个相关器，每个相关器分别用来检测多码字集中一个相对不同的码字。相关多路径混合器可以被实现成信道匹配滤波器(在进行数据传输会话之前通过训练报头建立滤波器抽头)。相关多路径混合器33的输出被传递到一个峰值或最大值检测器35，该检测器选择相关多路径混合器的最大输出以作为发送码字。如图4所示，由于瑞克接收器是线性系统，所以信道匹配滤波器(相关多路径混合器)33和码字相关器31的操作顺序是可逆的，其中信道匹配滤波器33被设在码字相关器31的上行方向上。
本发明包含一个针对可用于多路径环境的直接序列扩展频谱接收器的瑞克接收器，该接收器包括一个向其提供包括多个直接扩展码片的接收码字的信道匹配滤波器，一个通过上述信道匹配滤波器被连接到一个信号处理路径中的码字相关器单元，上述码字相关器单元包含多个相关器，一个峰值能量检测器和一个判决反馈均衡器，这些相关器从多个直接扩展码片中检测出相应不同的码字，峰值能量检测器从上述码字相关器单元中选出最大输出以作为相应发送的码字，而均衡器通过上述码字相关器单元被连接到上述信道匹配滤波器的上述信号处理路径中。
由于把多路径接收信号和回声相关混合成一个单独的复合信号，所以瑞克接收器可以很好地工作。通过适当选择构成码字集的码字，在码字相关阶段可以有效地消除回声。在理想情况下，码字集中的各个码字均具有下述特性：1-脉冲自相关函数；2-与码字集中所有其它码字相互正交；3-相对于多路径扩展码字较长；4-与码字集中其它N个码字具有相同的能量。
如果没有特性2和4，则瑞克接收器必须建立正交基准并且考虑到不均衡因素，就象在正交振幅调制中那样-因而提高了接收器的复杂度。并且相对于多路径扩展码字不必太长，只要码字是脉冲性的并且具有零交叉相关函数(即没有码字间或符号间干扰(ISI))。码片间干扰只影响接收器能量(在没有脉冲自相关特性的情况下)。尽管最优瑞克接收器为码字相关器输出提供了正交特性并且通过观察所有相关器输出进行判决，但由于实际上不能产生具有脉冲自相关函数和零交叉相关函数的码字，所以不存在理想的瑞克接收器。
另外，对于严重的多路径情况，为了尽量减少码字间干扰所造成的性能下降，码字长度必须非常地大(例如军事应用中的64，128，256或更高的级别)。但在商用环境中，必须限制每个码字中的码片数量以便使可用数据带宽最大。由于码字扩散范围随着单位码字码片数量的减少而增加，并且多路径畸变更加严重，所以非常小的码字码片密度会导致码字能量在多个码字上扩散/泄漏。因而问题是如何优化使用这种非理想码字的瑞克接收器的输出信噪比。
通过一个增强瑞克接收器结构可以成功地解决这个问题，该接收器结构包含一个基于码片的判决反馈均衡器(DFE)结构，该判决反馈均衡器结构被嵌入到经过接收器的信道匹配滤波器和码字相关器的信号处理路径中。这个判决反馈均衡器被用来减少或消除两种在传输期间当用有限码片长度的码字对多路径进行卷积处理时这些码字会遭受的畸变。
第一种畸变形式是一个码字CWi+j中的能量中‘扩散’或泄漏到另一个码字CWi的能量。第二种畸变形式是码字的码片内的能量的‘拖尾效应’。
判决反馈均衡器非常适于抵消WLAN中的室内多路径畸变，因为这种多路径畸变基本都具有最小相位，而最强信号分量几乎总是首先到达，较弱的分量稍后到达。因而多数多路径畸变表现为信道脉冲响应中的衰减‘尾迹’。并且，DFE的反馈抽头被用来抵消最小相位多路径畸变，而前馈抽头抵消最大相位分量。结果，抵消室内多路径效应的DFE需要非常少的前馈抽头，同时在反馈抽头中执行多数处理。由于在基带上实现DFE前馈抽头需要全复数乘法器，而在使用QPSK部件时反馈抽头只需要复数加法和减法，因而实现复杂度不是重要的事情。
尽管把一个DFE嵌入到瑞克接收器中可以抵消多路径效应，但必须在码片上进行判决，并且需要相对较高的SNR。反馈抽头消除了长衰减多路径回声并且可以跨过多个码字，因而消除了码片间拖尾效应和码字间扩散。码字相关器通过相关混合码字的软判决码片改进了信噪比。如果有DFE码片判决误差，则码字相关器通过相关混合码字的所有码片仍然可以进行正确的判决。
对于较低的信噪比，判决反馈均衡器中的误差传播导致在多个脉冲串中出现码片误差，DFE抽头加权特性会快速下降，从而防碍多路径畸变补偿。为了处理低SNR，在进行硬判决之前检查所有的接收码字码片。通过针对所有可能已经发送的码字产生一个基于DFE的相关检测统计可以实现这点。在假定实际发送了码字的同时通过对码字的码片进行反馈均衡产生可能发送的码字的检测统计。
一个消除码字间干扰的DFE嵌入式信号处理结构可以‘环绕’在码字相关器周围。在这样一种结构中，信道匹配滤波器与通过估测信道脉冲响应而产生的标后表示回声(post-cursor representativeecho)差分混合。其结果是接收码字的‘干净’复本，并且被传递到瑞克接收器的码字相关器。相关器输出被传递到检查接收码字中的所有码片的码字判决操作器，从而作出实际发送了哪个码字的判决。码字判决被用来合成码片内容的复本和发送码字的相位信息。接着把这个合成的码字与一个FIR滤波器中进行的信道脉冲响应估测进行卷积处理，从而产生信道匹配滤波器接收的信号中的标后(post-cursor)多路径回声的表示。
为了消除一个码字的码片内的能量的码字间码片拖尾效应，经过对应码字相关器的信号处理分支被配置成把构成各个接收码字的所有码片的内容与针对码字的DFE反馈抽头中对应的不同集合进行差分混合处理，其中的抽头表示在从发送器经过多路径信道发送的过程中特定码字所经历的标后多路径畸变回声。可以在码字相关器的上行或下行方向上消除标后多路径畸变。
本发明还包括一个处理包含多个直接序列扩展频谱码片的接收码字的方法，其中包括的步骤有：
(a)把上述多个直接序列扩展频谱码片的接收码字传递到信道匹配滤波器的一个信号路径装置，一个判决反馈均衡器和一个码字相关器单元，上述码字相关器单元包含多个相关器，这些相关器检测多个直接扩展码片中对应的不同码字；
(b)从上述码字相关器单元中选择最大输出以作为相应发送的码字；
(c)配置上述判决反馈均衡器以减少第一个码字中的能量在另一个码字能量中的扩散，或者配置上述判决反馈均衡器以减少相应码字的码片中的能量拖尾效应。
在上行方向的实现中，各个连续接收的码字码片集被传递到多个码字相关器统计分支，每个分支均针对一个不同的码字。对于使用一个八位字段的无限制例子，有K=256个码字组合(包括26=64个码字，均以22=4个可能正交相位(0度，90度，180度，270度)中的一个相位进行QPSK编码)。在一个相应的码字相关器分支中，把接收信号路径与一个FIR滤波器反馈抽头集合的输出差分混合，以合成其对应码字的码片集合(例如在本例子中每个码字包括八个码片)的多路径信道脉冲响应，从而为该码字码片集合产生标后多路径回声表示。通过从接收码字中减去合成的标后多路径回声，针对相应分支码字相关器的输入肯定是码字码片集合已经消除多路径码片拖尾效应的‘干净’复本。各个码字相关器的输出被传递到一个峰值检测器，该检测器选择最大输出以作为被发送的码字。
通过从各个码字相关器的接收信号下行流中减去相应的FIR反馈滤波器抽头级可以实现计算效率更高的合成多路径信道脉冲响应的方法。为了降低复杂度，码字相关器可以被实现成快速Walsh(Hadamard)结构。由于差分混合接收信号的处理路径和反馈抽头是后相关操作，所以每当一个新接收的码字码片集合被输入相关器时不需要重新产生反馈抽头。因而通过允许在一个查询表中存储合成的抽头路径可以减少实现的复杂度。
现在参照附图以举例的方式描述本发明，其中：
图1示出了涉及室内WLAN系统的多路径畸变的功率延迟分布；
图2图解了一个室内WLAN系统的低复杂度例子，其中在一个发送器站点和一个接收器站点之间有多个反射物；
图3图解了一个常规瑞克接收器；
图4示出了图3的瑞克接收器，其中反转了信道匹配滤波器(相关多路径混合器)和码字相关器的操作顺序；
图5示出了一部分通过多路径WLAN信道发送的有限码片长度码字的序列；
图6图解了一个瑞克接收器，其中具有一个嵌入到经过相关多路径混合器和码字相关器的信号处理路径之中的判决反馈均衡器；
图7图解了一个判决反馈均衡器；
图8图解了图6所示的包含图7的判决反馈均衡器结构的瑞克接收器；
图9示出了一个多路径脉冲响应特性；
图10图解了消除多路径码字间干扰(ISI)的DFE嵌入式信号处理结构；
图11图解了瑞克接收器的常规码字相关器；
图12图解了消除码字相关器的标后多路径畸变上行流的信号处理结构；
图13图解了消除码字相关器的标后多路径畸变下行流的信号处理结构。
有利的是，本发明的接收器结构主要位于常规数字通信电路和相应的数字信号处理部件的模块结构和控制这些电路和部件的操作的伺服监视控制电路中。应当理解本发明适用于任何码字调制直接序列扩展频谱(DSSS)信号，包括补码。在一个便于引入到无线电信设备的现有印制电路板中的实际实现中，本发明可以被实现成现场可编程门阵列(FPGA)，或专用集成电路(ASIC)组。
相应地，在附图中以模块图的方式图解了这种电路和部件分布的结构和与其它电信设备接口的方式的主要部分。模块图主要是为了以方便的功能分组的形式说明本发明的主要部件。
为了理解DFE增强型瑞克接收器所提供的改进，有必要研究所遇到的有限码片长度直接序列扩展频谱码字的畸变效应。
图5示出了通过多路径WLAN信道发送的有限码片长度直接序列扩展频谱码字(CW)…，50-1，50-2，50-3，…，的一部分序列。在传输期间，码片与信道进行卷积从而产生两种畸变：码字间扩散和码字内码片拖尾。如51所示，前一种效应把另一个码字CWi+j的能量‘扩散’到对应码字CWi的能量上。第二种畸变形式是相应码字的码片内的能量的‘拖尾’效应。
图6所示的一个问题解决方法是通过在相关多路径混合器(信道匹配滤波器)33和码字相关器31之间的信号处理路径中建立一个基于码片的判决反馈均衡器(DFE)36来改进瑞克接收器。图7示出了判决反馈均衡器的基本结构，它包括一个各抽头延迟性形式的有限脉冲响应(FIR)滤波器结构，该滤波器结构包含多个前馈抽头71，经过前馈抽头71的信号传输路径连接到一个差分混合器73的第一输入72，差分混合器的第二输入74用以接收反馈抽头组75的输出。差分混合器73的输出被连接到一个判决单元76，该单元的输出被连接到反馈抽头75。图8图解了图6的瑞克接收器，其中引入了图7的判决反馈均衡器结构。这个信号处理结构在软均衡码片电平被提供到码字相关器31之前对码片进行DFE均衡处理。为了有效地进行信号处理，如虚线77所示，可以通过复合结构把信道匹配滤波器33和DFE前端的前馈抽头部分71实现成一个‘白化’匹配滤波器。
判决反馈均衡器非常适于抵消室内多路径效应的主要原因有两个。第一，由于最强信号分量首先到达，而弱分量较后到达，所以多路径畸变主要具有最小相位。如前所述，参照图1的指数功率衰减特性，后到达的(多路径)分量能量较弱，因而多数多路径畸变表现为信道脉冲响应中的衰减‘尾迹’。
第二，DFE的反馈抽头可以理想地抵消最小相位多路径分量，而前馈抽头可以抵消最大相位分量。结果，抵消室内多路径效应的DFE只需要很少的前馈抽头，而多数处理是在反馈抽头中进行的。由于在基带上实现DFE的前馈抽头需要使用全复数加法器，而反馈抽头在把QPSK部件用于实际应用时只需要复数加法和减法，所以最好使用以反馈抽头为主的实现。
图9示出了最大脉冲响应分量的多路径脉冲响应特性90。通常，由于是一个具有最大信噪比的单独分量，所以DFE的判决单元位于脉冲响应的尖峰91中央。反馈抽头减去尖峰91后的‘尾迹’92，而前馈抽头消除尖峰前的前端脉冲分量93。换言之，在常规DFE中，消除(符号间)干扰涉及把脉冲尖峰外部的能量强制为零。在只使用反馈抽头的情况下，在均衡期间没有噪声放大，并且不需要复杂的乘法运算。如图1所示，其情况近似于一个室内无线信道的情况。
尽管把判决反馈均衡器引入到瑞克接收器中是一种非常有用的消除室内多路径效应的机制，但需要在码片上进行判决，因而成功操作需要相对较高的SNR(例如等于或高于10dB)。DFE反馈抽头75消除了长衰减多路径尾迹92并且可以跨过多个码字，因而消除了上述码片间拖尾和码字间扩散。码字相关器31通过相关混合码字的软判决码片增强了SNR。即使出现DFE码片判决误差，码字相关器仍可以通过混合码字的所有码片来作出正确的判决。
但对于低信噪比，判决反馈均衡器中的误差传播会在多个脉冲串中产生码片误差。如果设置均衡器抽头系数的软码片判决是不正确的，则整个DFE抽头加权特性不久会变成错误的，从而阻碍进行多路径畸变补偿。即，当噪声电平增加时，码字判决会在码片判决中断后马上中断。
为弥补这种低SNR问题，在进行硬判决之前检查所有的接收码字码片。通过针对可能已经发送的各个码字(而不是码片)产生一个基于DFE的检测统计可以实现这点。在预先假定实际发送了有关码字的情况下，通过对码字的码片进行反馈均衡可以产生针对指定的可能发送的(‘试验’)码字的检测统计。
如上所述，在传输期间，码字与信道进行卷积以产生两种畸变：码字间干扰或码字间扩散(即符号间干扰(ISI))，和码字内码片干扰(ICI)或相应码字CWi的码片内的能量拖尾。ISI的程度取决于单位码字的码片数量和多路径畸变的范围。对于用于诸如军用目的的单位码字码片数量通常较大(64，128，256或更多)的DSSS机制，码字扩散相对不严重。但如上所述，在商用环境中，单位码字的码片数量受到严格限制(例如单位码字只有八个码片)以便最大利用数据带宽。由于码字扩散范围随着码片数量的减少而增加，并且多路径效应更加显著，非常小的码字码片密度不仅在连续的码字边界产生扩散，而且也在多个码字上产生扩散。
图10所示的消除这种码字间干扰(ISI)的DFE嵌入式信号处理结构是一种‘环绕’在码字相关器周围的结构。为此，信道匹配滤波器33的输出被传递到一个差分混合器102的第一输入101，差分混合器的第二输入103用以接收通过估测信道脉冲响应而产生的标后表示回声。表示接收码字的‘干净’复本的差分混合器102的输出104被连接到码字相关器31，而该相关器的输出被提供给码字判决操作器105。码字判决操作器105检查接收码字中的所有M个码片而不是一个单独的码片以便判定实际发送了哪个码字。
假定操作器105导出了这个码字判决，则在一个发送码字合成器106中合成被判定的原始发送的码字的码片内容和相位信息的复本。接着把这个合成码字与一个FIR滤波器107中得到的信道脉冲响应估测进行卷积处理，以便产生信道匹配滤波器33接收的信号中的标后多路径回声。通过把这个标后回声提供给差分混合器102，从码字处理器31的输入中有效地消除了信道匹配滤波器33的输出中的总ISI效应。应当注意FIR滤波器107中得到的信道脉冲响应估测不受(码字)长度限制；其输出覆盖信道匹配滤波器33接收的信号中的标后多路径回声的整个范围，不管是否跨跃一个或多个码字边界。并且，为了有效地进行信号处理，可以把信道匹配滤波器和DFE的前馈抽头部分实现成‘白化’匹配滤波器。
现在参照图11-13描述消除相应码字CWi的码片内的能量的码字内码片拖尾效应。如图11所示，一个瑞克接收器的常规码字相关器31具有多个单独的码字相关器31-1-31-N，每个相关器均检测一个相应的不同码字码片集合。包含8位域的这个例子定义了256个码字组合(包括26=64个码字，均以22=4个可能正交相位(0度，90度，180度，270度)中的一个相位进行调制)。由于本例子的每个码字中均包括8个码片，所以从64个码字码片中可以选择48=64K个可能的码片组合。
通过使用一组根据通信应用(室内WLAN)的特性而得到的经验性需求并且为了简化相关器的实现，可以经验性地把可能码片组合的初始最大数量减少到具有预定码片组合结构，例如Walsh或Hadamard结构的码字的数量。即使这种选择原则令人满意，但从实际应用的观点看，所选集合的码字不都具有理想的特性(尤其是最期望的自相关和交叉相关特性)，因而即使没有多路径码片拖尾，相关器输出也不会表现出理想的脉冲/零特性。由于这些不理想码片集的多路径畸变和所产生的非常低的单码片信噪比，可以预先在不作某种码片畸变补偿的情况下，基本上不能区分多个码字相关器的输出。
为了解决这个码片拖尾问题，并且改进码字相关器的检测统计特性，经过本发明各个对应的码字相关器的信号处理分支被配置成将构成每个接收码字的所有码片与码字相关的DFE反馈抽头的不同集合中的对应一个集合进行差分组合，在此抽头表示在从发送器经过多路径信道发送的过程中特定码字所经历的标后多路径畸变回声。共同处理各个接收码字的所有码片把接收信号的SNR增加了6dB，并且改进了各个码字相关器分支的检测统计精度。图12和13示出了从码字相关器的相关器输出上行流和下行流中减去或消除标后多路径畸变的相应实施例。
在图12的上行流实现中，针对连续接收的码字码片集合的一个接收信号路径1201(加热噪声)被连接到K个码字相关器统计分支1203-1，…，1203-K，每个分支均对应K个码字组合中一个不同的组合。如上所述，在这个使用八位域的例子中，有K=256个码字组合(包括26=64个码字，均以22=4个可能正交相位(0度，90度，180度，270度)中的一个相位进行调制)。
各个码字相关器分支包含一个差分混合器1210，该混合器有一个被连接到接收信号路径的第一(+)输入1211，和一个被连接以便接收对应的FIR滤波器反馈抽头集合1220的输出的第二(-)输入1212。当各个接收码字码片被移位到码字相关器中时，各个对应的FIR滤波器反馈抽头集合1220被用来合成对应的码字的码片集合(例如包括本例子中每个码字的八个码片)的多路径信道脉冲响应，从而产生该码字码片集合的标后多路径回声表示。
如上所述，可以在一个训练间隔期间建立各个码字的反馈抽头集合1220的加权系数。通过从接收码字中减去合成的标后多路径回声，到一个对应的、被连接到差分混合器1220的输出1230上的分支码字相关器1230的输入就是已经消除多路径码片拖尾效应的接收码字码片集合的‘干净’复本。如上所述，相关器统计分支1203-1，…，1203-K的各个码字相关器1230的输出被连接到一个峰值检测器1235，该检测器选择最大输出以作为发送码字。
不用配置均与一个相应码片及其正交相位分量相对应的K个分支的码字相关器，图12的码字相关器结构可以包括N(在本例子中为64)个分支，其中峰值检测器1235构成两段选择过程-第一段是得到最大平方实分量以识别码字，第二段是得到复数值以识别码字的正交相位旋转。
在图12所示的码字相关器实现中，一个差分混合器被放在各个相关分支的上行端点上，从而每当处理一个接收码字码片集合时不必重复产生相应的FIR滤波器反馈抽头集合。如图13所示，通过差分混合接收信号路径的内容和各个码字相关器的对应FIR反馈抽头级段的下行流，可以实现一种计算更加有效的，合成多路径信道脉冲响应的方法。
在图13所示的下行流实现中，对应统计分支1300的差分混合器1310被放在一个连接接收信号路径1301的接收路径码字相关器1320，和一个连接对应FIR滤波器反馈抽头集合1340的输出的合成抽头路径码字相关器1330的下行端点上。
图12图解的相关器结构包含K个码字相关器统计分支1300-1，…，1300-K，每个分支均对应K个码字组合中一个不同的组合。在各个码字相关器分支中，接收信号路径1301的码字相关器1320最好被实现成快速Walsh(Hadamard)结构，其中具有一组N个输出1321-1，…，1321-N，对应于N个码字。合成抽头路径码字相关器1330被连接到对应FIR滤波器反馈抽头集合1340的输出，在图12的实施例中该抽头集合合成对应码字的码片集合的多路径信道脉冲响应，从而产生该码字码片集合的标后多路径回声。
但在本实施例中，由于接收信号的处理路径和反馈抽头之间的差分混合是相关后操作，所以每当有新接收的码字码片集合被输入相关器时，不需要重新产生反馈抽头。这允许在一个查询表中存储合成的抽头路径，查询表中的加权系数在上述码字训练序列期间定义。
为了从接收码字中减去合成的标后多路径回声，一个扩展器单元1350把接收信号路径码字相关器1320的N个输出1321-1，…，1321-N扩展到与256个码字组合(64个码字，每个均具有4个可能正交相位(0度，90度，180度，270度)中的一个相位)相对应的K个相关器输出线路1351-1，…，1351-K上。扩展器单元1350查找接收信号路径码字相关器1320的N个输出1321-1，…，1321-N的复数值以便识别相应码字的正交相位旋转(+1，+j，-1，-j)。
如四个扩展器输出线路1351-1-1351-4所示，对应码字的正交相位旋转输出(+1，+j，-1，-j)被连接到一组差分混合器1360-1-1360-4的第一(+)输入1361。这些差分混合器连接第二输入1362以便接收合成抽头路径的复数相关值，并且存储到查询表存储器中。如上所述，每当有新接收的码字码片集合被输入到相关器时显然必须重新产生反馈抽头。差分混合器1360-1，…，1360-K的输出1363被连接到一个峰值检测器1380，该检测器选择最大实输出以作为实际发送的码字。
通过在经过接收器的信道匹配滤波器和码字相关器的信号处理路径中嵌入一个判决反馈均衡器结构，从根本上增强了常规瑞克接收器的性能，其中该接收器被用于室内WLAN多路径应用，该应用使用了具有相对较短的码字长度的直接序列扩展频谱信号。判决反馈均衡器被用来消除码字间干扰或码字间‘扩散’，以及码字内码片干扰(ICI)或对应码字的码片内的能量拖尾效应。
通过在经过接收器的信道匹配滤波器和码字相关器的信号处理路径中嵌入一个判决反馈均衡器结构，增强了瑞克接收器的性能，其中该接收器被用于室内多路径WLAN应用，该应用使用了具有相对较短的码字长度的直接序列扩展频谱信号。判决反馈均衡器被用来消除码字间干扰(ISI)或码字间‘扩散’，以及码字内码片干扰(ICI)或对应码字的码片内的能量拖尾效应。