数字传输系统的接收机 本发明与采用非相干传输方法的数字传输系统的接收机有关，这种接收机包括一个均衡器，它利用描述传输特性的脉冲响应h[k]根据接收码元r[k]形成对通过传输信道发送的码元序列a[k]的估值。
本发明还与采用非相干传输方法的数字传输系统的均衡器有关，也与采用非相干传输方法的数字传输系统的移动电话有关。
这些接收机用于至少包括一个发射机、一个传输信道和一个接收机的数字传输系统，例如遵从各种国际标准的数字移动电话。发射机中的数据源(例如移动无线电话中的带A/D变换器的电话机)产生的二进制码元序列d[i]∈{0；1}用MDPSK(M相差分相移键控)调制方法加以调制。例如，在QPSK(M=4的四相相移键控)调制中，两个相继的比特(00,01,10,11)在映射器中变换为一个QPSK码元a[k]。这些码元在预编码器中受到差分编码，得出码元b[k]=a[k]·b[k-1]。因此，码元不是由载频的绝对相位位置确定，而是由与上一个码元的相位位置地差确定，这可以用于采用非相干接收方法的接收机。解调期间确定绝对相位位置有一些由于相位模糊而引起的问题。对于四相DPSK调制来说，相继码元之间的相对相位差b[k]有0°、90°、180°和-90°(对于π/4QDPSK相应为45°,135°,-135°和-45°)，取决于码元00,01,10和11。在采用码元差分预编码(QDPSK)时，这也称为非相干传输方法。
码元序列b[k]通过可能是时变的具有失真和噪声的传输信道发送。在接收机入级中，接收到的信号r(t)用码元时钟T采样，采样时刻KT+to由同步器确定。于是得到一个离散的序列r’[k]=r(KT+to)。接着用接收码元r’[k]的平均效率进行的标准化导致平均效率为1的码元r[k]。码元r[k]可以用有用码元y[h]加上干扰部分n[k]表示。这个噪声序列n[k]可以假设为高斯白噪声。
利用均衡器，接收机根据所接收的信号的采样值估计出码元序列[k-kmax]，这个序列除了延迟kmax必需最大程度上与发送序列a[k]一致。对于数据序列d[i]的估计可以通过映射的反变换从码元[k-kmax]得出。为了简明起见，略去了对形成传输脉冲、高频调制和传输增益，以及在接收端的高频解调和接收滤波的说明，而只介绍基带模型的情况。在时不变信道中，发送端码元b[k]与所接收码元r[k]之间的整个传输信道的传输特性合并为总脉冲响应h(t)，或在码元时钟模型的情况下相应为h[k]。对于时变信道，也就是说传输特性与时间有关时，信道的传输特性就要用信道脉冲响应h(τ,t)来描述。下面为了清晰起见，将不考虑这种与时间有关的情况。在信道脉冲响应中既包括了传输特性，也包括了由于信号的多路径传播而引起的线性失真传输信道的码间干扰(ISI)。基带信号与非同步本振(LO)的高频载波信号混频导致相位和频率的偏置，这在接收时将产生附加的码间干扰。
在非相干接收机中，一个所接收的码元的绝对相位位置在这个码元间隔内是不能确定的。可确定的只是相继码元的相对相位。这通常是通过乘以移动了一个码元间隔的复共轭码元采样频率求得所接收的信号的采样频率的差分来实现的。于是，从有用信号序列中消除载波频率的绝对相位位置。此外，由于移动无线电话系统中出现的瑞利衰落会导致所接收的信号发生频移，因此采用非相干接收方法是有利的。
在采用非相干接收方法的接收机具有在间隔k内接收到的一个码元还受到前面L-1个码元影响那样的传输信道时，这些接收机在检测所接收的码元时就会有高的误码率。L表示由于多路径传播而在间隔K内叠加的码元数，这种多路径传播例如可以用记忆长度为L-1的传输信道(其离散的信道脉冲响应为h=[h(0),h(1),…,h(L-1)])表示，从而会导致码间干扰(ISI)。这种叠加所产生的有用码元y[k]可表示为：y[k]=Σl=0L-1h[l].b[k-l]]]>
在John G.Proakis的“数字通信”(“Digital Communications”，3rdEdition,MgGraw-Hill International Editions,1995)中揭示了一种无脉冲干扰信道差分PSK(DPSK)的接收方法。从第274页起论述了差分编码相位调制信号的接收。由从所述对所接收的码元r(t)的处理可见，不需要估计载波信号的相位位置。通过将接收信号r(t)的采样值r[k]乘以前一个采样值的复共轭r*[k-1]，就可以从定义方程中消去载波信号的相位位置，因此需要检测的只是信号在时刻K的相角与以前信号(k-1)的相角之差。所以，这种MDPSK方法也称为非相干接收法。由于这种方法没有考虑信道记忆，因此对于具有码间干扰的信道来说，误码率相当高。
从Ali Masoomzadeh和Subarayan Pasupathy的文章“非相干解调情况下多路径衰落信道的非线性均衡”(“NonlinearEqualization of Maltipath Fading Channels With NoncoherentDemodulation”,IEEE Journal on Selected Areas inCommunications,Vol.14,no.3,April 1996,PP.512-520)中可以看到一种用于MDPSK调制信号的均衡器。对于这些MDPSK信号提出了一种在有信道传输失真和接收机差分操作引起的非线性码间干扰(ISI)的情况下的接收方法。在这种非相干接收机中，检测用了判决反馈均衡DFE。由于有差分操作引起的非线性失真，因此通常的DFE不能使用。所以，必需实现一种还考虑了非线性失真的经修改的DFE方法。其中的图2和第四节说明了一种对MDPSK信号的非线性DFE均衡，这种均衡是通过在接收机中差分解码器后接一个均衡器来实现的。这个均衡器可以均衡掉差分解码器产生的非线性ISI。这种非相干接收方法与相干方法相比，在传输信道没有频率和相位偏移的情况下，性能显然较差。可以发现，与最佳相干MLSE接收机相比，功率效率损失了8dB以上。
因此，本发明的目的是改善接收质量，也就是改善非相干传输方法在传输信道有码间干扰的情况下估计码元与发送码元的一致性。
这个目的是通过均衡器用一种非相干最大似然序列估测(MLSE)方法确定发送码元序列a[k]的估计[k]来达到的。按照这种MLSE方法，估计[k]是用为含有假设为未受扰的有用码元序列y[k]的接收码元序列r[k]定义的概率密度函数确定的，而不需要考虑有用码元序列y[k]的绝对相位或非相干性。对于每个由N+1个码元形成的可能发送码元序列a[k]，用假设已知的信道脉冲响应h[k](除了绝对相位以外)形成未受扰的有用码元序列y[k]。为了确定发送码元序列a[k]，码元序列y[k]与接收到的码元序列r[k]一致的概率用概率密度函数最大化，而y[k]的绝对相位采用这种非相干MLSE方法对最大化没有影响。这个最大化操作得出一个差错概率最小的序列，从而用它形成对发送码元序列a[k]的估计序列[k]。这意味着所得出的序列[k]与序列a[k]的对应关系在采用非相干传输方法的情况下是最佳的。这个最大化操作在所使用的概率密度函数是严格的单调指数函数时可用对一个度量入执行的较为简单的最小化操作来代替。这个最佳的非相关度量入使得发送码元序列a[k]的最佳估计成为可能。这种均衡器例如可以包括一个数字信号处理器或其他处理器，它能对所加的接收码元r[k]和总脉冲响应h[k]执行必需的运算，确定对发送码元a[k]的估计[k]。
在这种接收机的一个优选实施例中，均衡器将所接收的这些码元r[k]划分成至少两个各具有至少两个码元的码元块，形成一些至少有一个码元r[k]交叠的码元块，再按逐个码元块形成对发送码元a[k]的估计[k]。由于最佳度量入不具有递归结构，因此鉴定这个度量入非常不经济。通过形成一系列码元块，就能经济地实现码元估计。为此，均衡器将所接收的码元r[k]例如写入一个缓冲存储器，形成一系列码元块，从而依次读出个数可限定的码元(一个码元块)，对它们进行估计操作。例如，可以用数字存储器作为缓冲存储器，而用数字信号处理器加以控制。最好，存储器和处理器集成在一个IC上。由于缓存接收码元r[k]，从而将这些码元细分为Ng个长度各为NB＞1个码元的码元块。为了确定各个估计，需要考虑N+L-1个码元，所以有Ng[NB-1]=N+L-1。相继各码元块相互至少有一个码元交叠，即一个码元决的最后几个码元重复出现在下个码元块的开始。这对于采用非相干接收法时提取每个码元块的基准相位是必要的。细分成一系列码元块使得一个亚最佳度量(块度量)可以从最佳度量中推演出来，而使亚最佳度量最小相当于对码元块的估计。码元块具有递归结构，因此可以经济地实现。在码元块长度增大时，估计[k]的可靠性和实现的成本都增高，从而达到了功率效率和成本之间的折衷考虑。
在本发明的一个优选实施例中，均衡器用Viterbi算法执行发送码元序列a[k]的各码元块的估计。用所知的Viterbi算法得到块度量由于利用了递归结构的优点，因此可以经济地实现。接收码元序列r[k]的每个码元块于是在时间上相当于分配给Viterbi算法的格形图中的一个步骤。
在其余的从属权利要求中定义了其他一些优选实施例。具体地说，一些模拟表明，接收码元序列r[k]由均衡器细分为由3个或2个码元组成的码元块是有利的。
本发明的目的也可以用具有本发明的特征的均衡器或移动无线电话达到。
本发明的这些和其他一些情况从以下结合附图对优选实施例的说明中可以看得更为清楚。在这些附图中：
图1示出了传输系统的简化方框图；
图2示出了数字移动无线电话传输系统基带模型的方框图；
图3示出了传输系统码元时钟模型的方框图；以及
图4示出了具有将接收码元序列划分成一系列码元块进行序列估计的非相干接收机的方框图。
图1所示为按本发明构成的包括发射机1、传输信道2和接收机3的数字传输系统的简化方框图。图2示出了这个传输系统的基带模型的较详细的方框。移动无线电话的发射机1中具有A/D变换器的拾音器产生一个用QPSK(四相相移键控)调制的二进制码元的序列d[i]∈{0；1}。在映射器4中，两个相继的比特(00,01,10,11)于是表示为一个QPSK码元a[k]。这些发送码元a[k]在差分编码器5中受到预编码后，得到码元b[k]=a[k]·b[k-1]。因此，按照非相干方法，码元a[k]不是由载波频率的绝对相位位置确定，而是由b[k]的相位位置与前一个码元b[k-1]的相位位置之差确定。在四相DPSK调制中，相继码元之间的相对相位差b[k]可以是0°,90°,180°和-90°，这取决于码元是00,01,10还是11。
用脉冲响应为hs(t)的发送脉冲产生器根据码元b[k]形成的发送信号由可能是时变的传输信道2传输。这个信道的脉冲响应hc(t)也考虑了码间干扰(ISI)。在接收机输入级6中，所接收的信号r(t)经滤波和用码元时钟T采样后，按需要加以标准化和旋转，从而得出接收码元序列r[k]。从传输滤波器hs(t)、信道hc(t)和接收滤波器得出的总脉冲响应记为h(t)，在码元时钟模型中相应为h(k)。这个总脉冲响应可以用习惯方式通过一个已知的训练序列估计出来，但不必知道它的绝对相位。序列r[k]送至接收机7，用所估计的总脉冲响应h[h]形成对发送码元，a[k]的估计[k-kmax]，其中Kmax表示码元延迟。
图3示出了传输系统的码元时钟模型，其中，在传输系统中出现的信号表示为在时钟时刻k的码元。发射码元a[k]由具有集合脉冲响应h[k]的集合传输信道12传输，因而得到无噪声的接收码元y[k]。这些码元y[k]上叠加了假设以不相关方式细分、服从高斯分布的噪声部分n[k]。叠加的码元y[k]和n[k]形成了接收码元r[k]。
在由产生码间干扰(ISI)的线性失真信道用MDPK传输的情况下，在限制噪声带宽的滤波和用码元时钟采样后，所得到的经采样的接收信号r[k]可以表示成时间离散形式。r[k]=ejθΣv=0L-1h[v].b[k-v]+n[k],---(1)]]>
其中，k∈Z表示离散时间，而h[k]为具有长度L的总传输系统离散时间脉冲响应。在本说明中所有的信号都根据它们的等效复基带信号表示，而标称载波频率用作基准频率。差分预编码的MDPSK码元b[k]从MDPSK码元用下式得出：
b[k]=a[k]·b[k-1] (2)
其中，a[·]∈{ej(2xi/M+λ｜i=0,…,M-1；λ∈{0,π/M}}。因此，码元a[k]取自M值码元字母(例如，在遵从美国标准IS-136的移动无线电话中，M=4,λ=π/4)。只有按式(2)进行差分预编码才能使用非相干接收机。噪声序列n[k]假设为高斯白噪声。在诸如IS-54、IS-136或PDC(日本标准)的移动无线电话中，接收机输入级中的接收滤波器具有所谓Wurzel-Nyquist特性，由此可得出相继干扰采样值n[k]的不相关性。如果接收滤波器具有不同的特性，可以加配一个白化滤波器。θ表示一个任意但恒定的相位，这样的相位在具有载波频偏的信道中只是近似满足。然后，非相干接收机对于频偏是相当不敏感的，因为频偏引起的相位旋转在非相干接收机中不会累加起来影响各个码元，这是与相干接收机的情况是不同的。
在最大似然准则(ML)意义上的最佳非相干接收方法不能以简单方式用它的原来形式实现。一种对最佳方法的修改得出的多码元最大似然序列估计(MLSE)方法可以用已知的Viterbi算法实现，非常经济。
下面，推导在ML准则意义上的最佳非相干度量，这个度量使得确定具有最大似然性的发送MPSK序列<a[k]>1N成为可能。在这方面要指出的是，MDPSK序列<a[k]>1N属于MPSK序列<b[k]>0N。b[o]于是只对确定基准相位是必需的，因此并不携有信息。总计有MN个可能的不同传输序列<a[k]>1N。为了区别各个序列，分别附以下标μ(1≤μ≤MN)，因此相应标为<aμ[k]>1N或<bμ[k]>0N。每个可能的传输序列属于一个相应的未畸变接收序列<yμ[k]>0N+L-1。接收序列从N增长为N+L-1是因为信道的记忆长度为L-1个码元。yμ[k]由下式得出：yμ[k]=Σv=0L-1h[v].bμ[k-v]---(3)]]>
对于非相干MLSE估计来说，需要考虑接收码元序列<r[k]>0N+L-1。在MLSE方法中，习惯上假设对于k＜0和k＞N码元bμ[k]是已知的。对于这种方法的一个简化的数字描述，引入以下定义是有利的：r-≡(r[0],r[1],...,r[N+L-1])T---(4)]]>y-μ≡(yμ[0],yμ[1],...,yμ[N+L-1])T---(5)]]>利用这两个定义和式(1)，具有假设有用信号和假设载波相位差θ的假设向量的复接收向量的体高斯概率函度函数可以表示为：fr|-y-,θ(r|-y-μ,θ)=1(πσn2)N+Lexp(-||r--ejθ,y-μ||2σn2).---(6)]]>其中，σn2为噪声n[k]的方差，而‖.‖2为用点表示的向量的L2数。参照传输序列号μ直接最大化是不可能的。因为这个函数还取决于未知的相位θ。对于采用非相干接收方法来说，θ可以假设为在区间[-π,π]中是均匀分布的。这样，就可以对θ形成边缘分布fr|-y-(r|-y-μ)]]>fr|-y-(r|-y-μ)=12π∫-ππfr|-y-,θ(r|-y-μ,θ)dθ.---(7)]]>从而可得：fr|-y-(r|-y-μ)=1(πσn2)N+Lexp(-1σn2Σk=0N+L-1(|r[k]|2-|yμ[k]|2)).l0(2σn2|Σk=0N+L-1r[k].yμ*[k]|).]]>
(8)
对μ最大化使得以最小差错概率对发送序列进行估计成为可能。经过一些变换，可以证明最大化等效于最小化度量λN+Lμ=1σn2Σk=0N+L-1|yμ[k]|2-ln(l0[2σn2|Σk=0N+L-1r[k].yμ*[k]|])---(9)]]>式(9)中出现的第一类零阶贝塞尔函数I0(·)在求这个度量时会引起一些问题。然而，能利用近似式ln(I0(x))≈x-2.4。通过模拟可以肯定，利用这个近似式并不会使本方法的效果有多少损害。利用这个近似式再经过一些变换后，式(9)的度量可以表示为：λN+Lμ=Σk=0N+L-1|yμ[k]|2-2|Σk=0N+L=1r[k].yμ*[k]|---(10)]]>
这个度量是一个最佳非相干MLSE度量。它允许在接收码元r[k]的绝对相位未知时可以对发送码元序列作出最佳的可能估计。
然而，由于式(10)的度量不具有递归结构，因此不能实时地用viterbi算法有效地实现这个度量。但是，为了有可能经济地实现度量，可以对度量进行修改。一种适当的修改是下面要说明的MSMLSE方法。不能递归地表示λμN+L的原因在于式(10)中的项。为了保证递归性，必需进行一些修改。在MSMLSE方法中，这一项细分为具有长度NB＞1的一系列块(分量)。项替换成。｜r[O].yμ*[O]+…+r[NB-1].yμ*[NB-1]｜+｜r[NB-1].yμ*[NB-1]+…+r[2(NB-1)].yμ*[2(NB-1)]｜+…+｜r[(Ng-1)(NB-1)].yμ*[(Ng-1)(NB-1)]+…+r[Ng(NB-1).yμ*[Ng(NB-1)]｜.
(11)其中，Ng为总块数。条件N+L-1=Ng(NB-1)必需满足。然而，在实际上这并不是什么限制，因为在大多数情况下NB必需很小(见下)，而N可以通过将几个已知码元(例如，在移动无线电话中的训练序列码元)附于信息码元使之成为所要求的值。由式(11)可见，各个块都有一个接收码元r[k]与上一块交叠。这种交叠对于维持基准相位是必要的。应当指出的是，采用MSMLSE方法时也可以用多于一个码地的交叠，但这将使实现成本增高。利用式(10)和式(11)可以定义一个MSMLSE度量如下：MSλ(NB+1)(Ng-1)μ≡Σv=0NB-1Σk=v(Ng-1)(v+1)(Ng-1)|yμ[k]|2-2Σv=0NB-1|Σk=v(NB-1)(v+1)(Ng-1)r[k].yμ*[k]|---(12)]]>这个度量也可以用递归形式表示为：MSλ(v+1)(NB-1)μ=MSλV(NB-1)μ+Σk=(v-1)(NB-1)v(Ng-1)|yμ[k]|2-2|Σk=(v-1)(NB-1)v(NB-1)r[k].yμ*[k]|]]>(13)
现在，MSMLSE度量的递归性就使实现Viterbi算法成为可能，从而提供了一种经济的实现方式。一个块于是与属于Viterbi算法的格形图中的一个分支相应。在MSMLSE方法中Viterbi算法需要ML-1个状态。此外，在每个时间步长内发生一些转移。与采用相干MLSE方法相比，这意味着增加了一个因子。因此，对于NB＞2的情况比采用相干方法更多的转移是必要的。然而，在实现MSMLSE方法时，由于是非相干接收，因此可以省略昂贵的精确频率和相位跟踪，从而提供了一种对于适当块长(例如，NB=3)的更为经济的解决方案。
可以确信，随着块长的增大，MSMLSE检测的可靠性也得到提高。由于实现成本同时提高，在实际上必需考虑效果和成本之间的折衷。按本发明构成的MSMLSE接收机的基本结构示于图4。在缓冲存储器11中接收码元r[k]首先合并成码元块(向量)。然后，这些码元块在均衡器9中用上述MSMLSE方法加以处理。为此，必需知道由传输系统的离散时间脉冲响应系数构成的向量。由于这种方法是非相干的，因此不需要知道的相位。采用已知的方式，脉冲响应利用适当的信道估计方法近似确定后送至均衡器9。经V0步延迟后，MSMLSE均衡器9就产生NB-1个集体判决码元的估值：[k]于是表示接收机所估计的MPSK码元。延迟v0在利用Viterbi算法的方法中是不可避免的，然而，可以明显地短于对相干接收机是有效的经验值v0≈5L而不会使效果有明显降低。对于移动无线电设备应用所感兴趣的M=4,NB=3和L=2的情况，例如，v0=2就已经足够了。
本发明所提出的接收机具有以下优点：
1．在信道没有频率和相位偏移的情况下，采用短块长(NB=2-3)
的话，MSMLSE方法导致与最佳相干MLSE方法相比效率稍低
(损失2-3dB左右)，但效率在采用较长的块时可以得到改善；
2．在信道为ISI信道的情况下采用MSMLSE方法产生明显比采用
所有已知的非相干接收方法好的结果(如果NB=2-3，则比已知
非相干方法好5-6dB左右)；3．对于抗频率和相位偏移来说，MSMLSE方法比所有已知相干接
收方法好得多，这样便可省略昂贵的频率和相位控制。