自激式直流—直流变换器及电源装置 本发明涉及一种自激式直流—直流变换器及电源装置。
作为这种自激式直流—直流变换器及电源装置，其构成电路如图5所示。该自激式直流—直流变换器具有由连接输入端t1，t2间的PNP型晶体管Q1，初级绕组L1及电容器C2组成的串联电路和在晶体管Q1及初级绕组L1的连接点连接负极的，在电容器C2及输入端t2的连接点(接地)连接正极的二极管D1构成的降压限制器电路；在晶体管Q1的基极、发射极间通过电容器C1连接与初级绕组L1磁耦合的反馈绕组L2。在电容器C2的两端连接由R5，R6组成的串联电路，在R5，R6的连接点连接NPN型晶体管Q7的基极。晶体管Q7的集电极连接晶体管Q6的基极，同时，通过电阻R10连接晶体管Q1的发射极，晶体管Q7地发射极接地。并且，NPN型晶体管Q6的集电极通过电阻R9连接晶体管Q1的基极，晶体管Q6的发射极接地。
下面，说明该直流—直流变换器1的动作。图6(a)～(d)表示本电路的各部的波形图。当在输入端t1，t2间接入直流的输入电源E时，通过电阻R10流入晶体管Q6的基极电流，使晶体管Q6导通。当晶体管Q6导通时，通过电阻R9流入晶体管Q1的基极电流I4(＝I2-I5)，使晶体管Q1导通。当晶体管Q1导通时，流入晶体管Q1的集电极电流I1使初级绕组L1的两端产生电位差。这时与初级绕组L1磁耦合的反馈绕组L2也产生电位差。该电位差增加晶体管Q1偏置电流，导致晶体管Q1快速导通。这时，经输入电源E→晶体管Q1→初级绕组L1→电容器C2→输入电源E回路，使电容器C2充电，向连接在电容器C2及输出端子t3，t4间的负载电路(无图示)提供能源。
这里，流进晶体管Q1的集电极电流I1以初级绕组L1的电感决定的趋势增加，晶体管Q1的基极电流I4由电阻R9和晶体管Q6决定，当I1将要比电流I4×hFE大时，基极电流I4不能确保晶体管Q1的饱和，这时晶体管Q1在非饱和区域工作，电压V1(晶体管Q1的集电极、发射极间电压)增加。这里，当电压V1增加时，初级绕组L1两端电压降低，与初级绕组L1磁耦合的反馈绕组L2两端电压也降低。因此，晶体管Q1的基极电流I4减少，晶体管Q1的集电极、发射极间电压再次增加，导致晶体管Q1迅速截止。这样，在晶体管Q1导通时初级绕组L1存储的能量，通过初级绕组L1→电容器C2→二极管D1→初级绕组L1被释放出来，向电容器C2及负载电路提供能源。之后，当初级绕组L1存储的能量被全部释放出来后，基极电流再次流入晶体管Q1，反复继续进行上述的振荡动作。
可是，本电路由电阻R5,R6及晶体管Q7构成的电路按照输出电压，控制晶体管Q6的基极电流，控制晶体管Q1的基极电流I4。例如，当减轻负载增加输出电压时，电阻R5,R6连接点的电位上升，流进晶体管Q7的电流增加，晶体管Q6的基极电位降低，晶体管Q6的基极电流减少。因此，晶体管Q1的基极电流I4减少，加速晶体管Q1的截止，降低电流I1的数值，抑制输出电压的增加。另一方面，当加大负载减少输出电压时，电阻R5,R6连接点的电位下降，流进晶体管Q7的电流减少，晶体管Q6的基极电位升高，晶体管Q6的基极电流增加。因此，晶体管Q1的基极电流I4增加，减缓晶体管Q1的截止，增加电流I1的峰值，抑制输出电压的降低。本电路由电阻R5,R6及晶体管Q7构成的电路按照输出电压，控制晶体管Q6的基极电流，控制晶体管Q1的基极电流I4，大致恒定控制输出电压(如参照实开平5-2585号公报)。
上述构成的直流—直流变换器用简单的电路可得到恒定电压输出，例如，作为输入电源E，在使用将市电(如交流100V～240V)整流，滤波的电源时，向控制晶体管Q1的基极电流I4的电阻R9及晶体管Q6施加很高的电压，由于有数mA～数十mA的基极电流流动，增加晶体管Q6的热耗损失，而且，由于使用耐高压元件，存在元件外形大的问题。并且，由于流入晶体管Q7的电流随着输入电源E的电源电压而变化，还存在用晶体管Q7不能恒压反馈的问题。
本发明鉴于上述问题，其目的在于提供一种即使输入电源的电压有较大变化时也可使用的小型、低损耗的自激式直流—直流变换器及电源装置。
为达到上述目的，在本发明1中，作为一种自激式直流—直流变换器，包括转换直流输入电压的第1晶体管，和连接了第1晶体管的集电极的初级绕组，和负极连接第1晶体管及初级绕组连接点正极接地的二极管，和在初级绕组的另一端与地之间连接的电容器，和与初级绕组磁耦合的，在晶体管的基极、发射极间连接的反馈绕组，其特征在于：
在向负载电路提供用第1晶体管变换、降压的直流输出电压的直流—直流变换器中设置有，在第1晶体管的基极、发射极间分流第1晶体管的基极电流，同时，按照输出电压使基极电流的分流量变化的第2晶体管。由于控制第1晶体管基极电流的第2晶体管是连接在晶体管的基极、发射极之间，不会向第2晶体管施加过大电压，能够减少第2晶体管的发热，减少损耗，由于可对第2晶体管使用低损耗的元件，可寻求自激式直流—直流变换器的小型化，而且，由于第2晶体管通过使第1晶体管基极电流的分流量变化，控制第1晶体管的基极电流，即使直流输入电压有较大的变化时，也能够控制第1晶体管的基极电流，大致恒定控制输出电压。
在本发明1中所述的自激式直流—直流变换器，所述第1及第2晶体管是PNP型晶体管，这是本发明的理想实施方式。
在本发明1中所述的自激式直流—直流变换器，具有与上述负载电路的温度特性相反的温度特性，设置有补偿负载电路的温度特性的温度补偿电路，可用温度补偿电路补偿负载电路的温度特性。
作为在本发明2中所述的电源装置，是由用第1晶体管将直流输入电压转换、降压的自激式直流—直流变换器，和用开关元件转换自激式直流—直流变换器的输出电压变换成希望电压的转换电源构成的电源装置；自激式直流—直流变换器包括，转换直流输入电压的第1晶体管，和连接了第1晶体管的集电极的初级绕组，和负极连接第1晶体管及初级绕组连接点正极接地的二极管，和在初级绕组的另一端与地之间连接的电容器，和与初级绕组磁耦合的，在晶体管的基极、发射极间连接的反馈绕组，和在第1晶体管的基极、发射极间分流第1晶体管的基极电流，同时，按照输出电压使基极电流变化的第2晶体管；其特征在于设置有，使开关元件的开关动作停止的动作停止电路的转换电源。在自激式直流—直流变换器开始工作，转换电源进行转换工作时，电容器的充电电荷流入转换电源，顾虑到电容器两端电压，即自激式直流—直流变换器的输出电压不升压，在动作开始时，通过动作停止电路，使转换电源的开关动作停止，自激式直流—直流变换器可向转换电源提供规定电压值的输出电压，能够防止由于自激式直流—直流变换器的输出电压降低而导致转换电源的输出减少。
下面，简要说明附图。
图1是表示实施例1的自激式直流—直流变换器的电路图。
图2(a)～(c)是表示上述电路的工作波形图。
图3是表示实施例2的电源装置的电路图。
图4是表示实施例3的电源装置的电路图。
图5是表示以往的自激式直流—直流变换器的电路图。
图6(a)～(d)是表示图5电路的工作波形图。
图中，C1、C2——电容器；D1——二极管；L1——初级绕组；L2——反馈绕组；Q1、Q2——晶体管；R3——电阻； t1、t2——输入端子。
下面参照附图说明本发明的实施例。
实施例1
图1表示本实施例的自激式直流—直流变换器的电路图，图2(a)～(c)是表示电路的各部分的工作波形图。
自激式直流—直流变换器1包括：由在输入端子t1、t2间连接的是第1晶体管的PNP型晶体管Q1、初级绕组L1及电解电容器C2构成的串联电路，和负极连接在晶体管Q1及初级绕组L1的连接点，正极连接在电容器C2及输入端子t2的连接点(接地)的二极管D1构成的降压限制器电路；在晶体管Q1的基极、发射极间连接由电容器C1和与初级绕组L1磁耦合的反馈绕组L2和电阻R3构成的串联电路。
这里，晶体管Q1通过电阻R4接地。并且，在电容器C2的两端连接由电阻R5，R6组成的串联电路，在电阻R5,R6的连接点连接NPN型晶体管Q3的基极。晶体管Q3的发射极接地，集电极通过由电阻R1，R2构成的串联电路连接晶体管Q1的发射极。还有，在电阻R1,R2的连接点连接PNP型晶体管Q2的基极，晶体管Q2的发射极连接晶体管Q1的发射极，集电极连接晶体管Q1的基极。
下面，说明该自激式直流—直流变换器1的工作。
当在输入端子t1、t2间接通直流输入电源E时，通过电阻R4，基极电流流入晶体管Q1，晶体管Q1导通。当晶体管Q1导通，晶体管Q1流过集电极电流I1，在初级绕组L1的两端产生电位差。这时，与初级绕组L1磁耦合的反馈绕组L2也产生电位差，该电位差使晶体管Q1偏置，导致晶体管Q1迅速导通。这时，经输入电源E→晶体管Q1→初级绕组L1→电容器C2→输入电源E回路，使电容器C2充电，向连接在电容器C2及输出端子t3，t4间的负载电路提供能源。
这里，流进晶体管Q1的集电极电流I1以初级绕组L1的电感决定的趋势增加，当集电极电流I1比(基极电流)×hFE大时，基极电流不能确保晶体管Q1的饱和，晶体管Q1将在非饱和区域工作，电压V1(即，晶体管Q1的集电极、发射极间电压)增加。当电压V1增加时，初级绕组L1两端电压降低，与初级绕组L1磁耦合的反馈绕组L2两端电压也降低。因此，晶体管Q1的基极电流减少，晶体管Q1的集电极、发射极间电压再次增加，导致晶体管Q1迅速截止。当晶体管Q1截止时，在晶体管Q1导通时由初级绕组L1存储的能量，通过初级绕组L1→电容器C2→二极管D1→初级绕组L1被释放出来，向电容器C2及负载电路提供能源。之后，当初级绕组L1存储的能量被全部释放出来后，基极电流再次流入晶体管Q1，晶体管Q1导通，反复继续进行上述的振荡动作。
可是，本电路由电阻R1、R2、R5、R6及晶体管Q2、Q3构成的电路，按照输出电压，控制晶体管Q1的基极电流，例如，由于输入电源E的电压变动和负载变动等，当输出电压增加(图2的周期Tb)、电阻R5，R6连接点的电位升高，晶体管Q3的基极电流增加，晶体管Q3的集电极电流增加。这时，在电阻R1的两端产生的电位差增加，晶体管Q2的基极电流增加。这里，由于晶体管Q1的基极电流的一部分通过晶体管Q2被分流，当晶体管Q2的基极电流增加时，晶体管Q1的基极电流被分流量增加，晶体管Q1的基极电流减少，加速晶体管Q1的截止，输出电压的降低。
一方面，由于输入电源E的电压变动和负载变动等，当输出电压降低(图2的周期Ta)、电阻R5，R6连接点的电位降低，晶体管Q3的基极电流减少，晶体管Q3的集电极电流减少。这时，由于在电阻R1的两端产生的电位差变小，晶体管Q2的基极电流减少，通过晶体管Q2被分流减少，晶体管Q1的基极电流增加，延迟晶体管Q1的截止，增加输出电压。
在这样的本实施例的自激式直流—直流变换器1中，通过在晶体管Q1的基极、发射极间连接的晶体管Q2分流晶体管Q1的基极电流的一部分，由于根据输出电压，晶体管Q2使基极电流的分流量变化，晶体管Q1的截止时间变化，大致恒定控制输出电压。因此，由于用起动的电阻R4，流过晶体管Q1的必要的起动小基极电流为好，可加大电阻R4的电阻值，能够减少对电阻R4的损失。并且，控制晶体管Q1的基极电流的晶体管Q2连接在晶体管Q1的基极、发射极间，由于用比输入电源E的电源电压小的电位差工作，能够减少晶体管Q2的发热，减少损失，而且，可用对晶体管Q2耐压低的小型元件，可使自激式直流—直流变换器1小型化。
实施例2
图3是表示使用本实施例的自激式直流—直流变换器的电源装置的电路图。还有，由于基本的电路构成与实施例1同样，对同一构成元件标注同一符号省略其说明。
本实施例的电源装置是由自激式直流—直流变换器1和用开关元件转换自激式直流—直流变换器1的输出电压，变换成希望电压的转换电源3构成的。
自激式直流—直流变换器1具有与上述图1的电路大致相同的构成，在图1的电路中，设负极连接在电阻R5，R6连接点，正极连接在晶体管Q3的基极的稳压二极管ZD1。
在自激式直流—直流变换器1的输出端子t3，t4间连接转换电源3。转换电源3由以下构成：在自激式直流—直流变换器1的输出端子t3，t4间连接的变压器T2的初级绕组L3及电容器C4构成的谐振电路、是开关元件的场效应晶体管Q4(下面略称为MOSFET)以及电阻R8构成的串联电路、基极连接场效应晶体管Q4的源极，集电极连接场效应晶体管Q4的栅极，同时，发射极接地的NPN型晶体管Q5、在输出端子t3，t4间连接的电阻R7以及电容器C3组成的串联电路构成，MOSFETQ4的栅极通过变压器T2的反馈绕组L5连接电阻R7以及电容器C3的连接点。变压器T2的次级绕组L4通过二极管D2连接负载4。这里，通过MOSFETQ4的导通、截止由自激式直流—直流变换器1流向初级绕组L3的电流切换，对变压器T2的次级绕组L4及反馈绕组L5感应电压。由转换电源3及负载4构成自激式直流—直流变换器1的负载电路2。
下面，说明转换电源3的工作。
当直流—直流变换器1的输出电压提供给转换电源3时，通过电阻R7使电容器C3充电，当电容器C3的两端电压达到MOSFETQ4的阈值电压时，MOSFETQ4呈导通状态。当MOSFETQ4呈导通状态时，通过MOSFETQ4电流流进变压器T2的初级绕组L3，由于对反馈绕组L5产生由初级绕组L3的感应电压，加大流进MOSFETQ4的电流。
这时，流进MOSFETQ4的电流大致呈直线增加，流进MOSFETQ4的电流在电阻R8的两端产生电位差，当该电位差超过晶体管Q5的阈值电压时，晶体管Q5导通，MOSFETQ4的栅极电荷被放电，MOSFETQ4呈截止状态，由初级绕组L3和电容器C4构成的谐振电路开始谐振。在由该谐振电路的谐振的1周期结束时，由于对反馈绕组L5的感应电压达到使MOSFETQ4的栅极导通的电位，MOSFETQ4的再次导通。以后继续上述动作，过渡到稳定谐振。
这里，当温度上升时，晶体管Q5的基极、发射极间电压降低，由于MOSFETQ4迅速达到截止标记时间，存在流入MOSFETQ4的电流减少，供给负载4的输出电压减少的问题。为了补偿这样的温度变化，最好在晶体管Q5的基极连接具有与晶体管Q5相反温度特性的稳压二极管，在这种情况下，电阻R8两端电压加大，当电阻R8的额定功率小时，由于顾虑到超过电阻R8的额定功率，电阻R8需要使用额定功率大的电阻。
另外，本实施例的直流—直流变换器在晶体管Q3的基极和电阻R5、R6的连接点之间，连接具有正温度特性的是温度补偿元件的稳压二极管ZD1。因此，当环境温度升高时，稳压二极管ZD1的稳压电压升高，仅此晶体管Q3的基极电位降低，流入晶体管Q3的电流减少，电阻R1的两端电压减少。当电阻R1的两端电压减少时，流入晶体管Q2的分流电流减少，由于增加晶体管Q1的基极电流，延迟晶体管Q1的截止标记时间，增加自激式直流—直流变换器1的输出电压。因此，通过使自激式直流—直流变换器1的输出增加，可补偿由于温度升高转换电源3的输出降低，补偿负载电路2的温度特性能够向负载4提供大致恒定的电压。
实施例3
图4表示使用本实施例的自激式直流—直流变换器的电源装置的电路图。由于基本的电路构成与实施例1或2相同，对同一构成元件标注同一符号省略其说明。
实施例2的电源装置，当对自激式直流—直流变换器1接入输入电源E时，通过上述工作使电容器C2充电，电容器C2的两端电压升高。另一方面，转换电源3通过电阻R7向电容器C3流进充电电流，当电容器C3的两端电压超过MOSFETQ4的阈值电压时，MOSFETQ4呈导通状态，由初级绕组L3及电容器C4构成的谐振电路开始工作。这时，自激式直流—直流变换器1由于急剧增加的负载电流向转换电源3提供电容器C2的充电电荷，电容器C2的两端电压降低。因此，当电容器C2的充电的电流量和由电容器C2供给转换电源3的电流量均衡时，电容器C2的两端电压不按上述升压，即存在直流—直流变换器1的输出电压为低电压值的顾虑。
另外，在本实施例中转换电源3的电容器C3和电阻R11并联连接，由电阻R7、R11及电容器C3开始工作时停止MOSFETQ4的开关动作的动作停止电路构成。在开始工作时，电容器C2的两端电压在升压致MOSFETQ4的阈值电压和电阻R7、R11的分压比决定的规定电压值以上时，由于电容器C3达不到MOSFETQ4的阈值电压，可使转换电源3的谐振动作停止，电容器C2的两端电压即，能够使自激式直流—直流变换器1的输出电压升压致规定的电压值以上，由于自激式直流—直流变换器1的输出电压的降低，能够防止转换电源3的输出电压降低。
如上所述，本发明1的自激式直流—直流变换器，包括转换直流输入电压的第1晶体管，和连接了第1晶体管的集电极的初级绕组，和负极连接第1晶体管及初级绕组连接点正极接地的二极管，和在初级绕组的另一端与地之间连接的电容器，和与初级绕组磁耦合的，在晶体管的基极、发射极间连接的反馈绕组，其特征在于：
在向负载电路提供用第1晶体管变换、降压的直流输出电压的直流—直流变换器中设置有，在第1晶体管的基极、发射极间分流第1晶体管的基极电流，同时，按照输出电压使基极电流的分流量变化的第2晶体管。由于控制第1晶体管的基极电流的第2晶体管连接在第1晶体管的基极、发射极间，第2晶体管不会被施加过大的电压，可减少第2晶体管的发热，减少损失。由于第2晶体管可使用低损耗的元件，也可谋求自激式直流—直流变换器的小型化。而且，由于第2晶体管使第1晶体管的基极电流的分流量变化，控制的第1晶体管的基极电流，即使在直流输入电压有大的变化的情况下，也能够得到控制第1晶体管的基极电流，控制直流输出电压的效果。
本发明1的自激式直流—直流变换器，其特征还在于，所述第1晶体管及第2晶体管是PNP型晶体管，是本中请发明的理想实施例。
本发明1的自激式直流—直流变换器，其特征还在于，设置有与上述负载电路的温度特性相反的温度特性，补偿负载电路的温度特性的温度补偿电路，可通过温度补偿电路补偿负载电路的温度特性，得到可根据温度变化，补偿负载电路的特性变化的效果。
本发明2的电源装置，是由用第1晶体管将直流输入电压转换、降压的自激式直流—直流变换器，和用开关元件转换自激式直流—直流变换器的输出电压变换成希望电压的转换电源构成的电源装置；自激式直流—直流变换器包括，转换直流输入电压的第1晶体管，和连接了第1晶体管的集电极的初级绕组，和负极连接第1晶体管及初级绕组连接点的同时，正极接地的二极管，和在初级绕组的另一端与地之间连接的电容器，和与初级绕组磁耦合的，在晶体管的基极、发射极间连接的反馈绕组，和在第1晶体管的基极、发射极间分流第1晶体管的基极电流，同时，按照输出电压使基极电流的分流量变化的第2晶体管；其特征在于设置有，使开关元件的开关动作停止的动作停止电路的转换电源，在自激式直流—直流变换器开始工作时，进行转换电源的转换工作，电容器的充电电荷流进转换电源，存在电容器的两端电压即直流—直流变换器1的输出电压不升压的顾虑。由于在开始工作时，动作停止电路使转换电源的转换动作停止，自激式直流—直流变换器能够向转换电源提供规定电压值的输出电压，由于自激式直流—直流变换器的输出电压降低，得到可防止转换电源的输出降低的效果。