包括窄带宽信号的过采样和直流偏移 补偿的调制系统与方法 【发明领域】
本发明涉及调制系统与方法，尤其涉及调制数字输入信号的调制系统与方法。
【发明背景】
调制系统与方法被广泛应用在发射器中来把包括声音和/或数据的信息输入调制到载波上。载波可以是最终载波或中间载波。载波频率可以是UHF、VHF、RF、微波或任何其它频带。调制器也被称为“混频器”或“多路复用器”。例如，在移动无线电话中，调制器被用于无线电话发射器。
熟悉本领域的人员公知，用于数字输入信号的调制系统与方法通常包括把数字输入信号转换为模拟信号的数模转换器(DAC)。低通滤波器，也称为“防混淆滤波器”对模拟信号滤波产生滤波后的模拟信号。调制器把滤波后的模拟信号调制到载波上。调制器包括耦合于诸如压控振荡器(VCO)地本机振荡器的并耦合于滤波后的模拟信号的多路复用器。然后包括滤波后的模拟信号的载波可被天线发射。
在现代通信系统中，通常需要提供双模式的调制系统和方法，其可调制两种类型的通信信号。例如，在移动无线电话中，提供在窄带FM模式和宽带码分多路访问(CDMA)模式中操作的调制器通常是重要的。尤其，为提供可使用IS-19 AMPS模拟系统和IS-95直接序列扩谱(DSSS)宽带CDMA系统的移动无线电话，需要提供双模式的调制系统和方法。
不巧的是，提供能够处理完全不同的带宽的AMPS和CDMA信号的双模式的调制系统和方法是困难的。尤其，窄带AMPS FM信号具有大约12.5KHz的带宽，而宽带CDMA信号具有大约615KHz或宽大约1个数量级的带宽。
在现代无线电话通信中，移动无线电话在尺寸、成本和耗电方面继续减小。为满足这些目标，通常需要共享双模式无线电话中的电路。共享的电路可降低用在调制器中的组件数目，从而允许其尺寸的减小。共享的组件也可降低双模式调制系统的耗电，其使得电池使用时间加长。最后，组件的共享使组件成本降低，从而使无线电话的整个成本降低。
图1图示出第一种传统的双模式调制器。如图1所示，IQ调制器10，也称为“正交相位调制器”或“正交调制器”包括也已知是90°的移相器的正交分裂器20和一对耦合于正交分裂器的多路复用器16a、16b。诸如压控振荡器(VCO)的本机振荡器15被耦合于正交分裂器20，以产生对本机振荡信号的90°的相移。I数据11a和Q数据11b被分别耦合于各个多路复用器或混频器16a、16b。数字输入信号分别被I数模转换器(DAC)14a和Q DAC 14b转换为模拟数据。DAC14a和14b的输出被分别应用于低通滤波器以分别提供I和Q数据输入11a和11b。调制器通过把求和节点218处的多路复用器16a，16b的输出相加来把输入数据调制到载波13上，并经天线发射调制后的载波13。
DAC 14a和14b、低通滤波器12a和12b以及IQ调制器10可被用来把诸如直接序列扩谱(DSSS)信号的高带宽CDMA信号调制到载波上。由于信号是数字化产生的，它被低通滤波器12a和12b低通滤波来让信息通过，而除去数字化地产生的毛刺(spur)和噪音。
为在双模式中使用图1的IQ调制器10，如用于窄带宽FM信号，可提供独立的FM DAC 19和独立的FM低通滤波器17。基带电路产生加在VCO调谐线路的FM电压信号，以根据AMPS标准把FM信息调制到用于传送的载波上。由于FM电压信号是数字化产生的，它被FM低通滤波器17低通滤波来让信息通过，同时除去数字化地产生的毛刺和噪音。
由于FM和CDMA信号的非常不同的带宽，低通滤波器17通常具有与作为CDMA调制器的一部分的低通滤波器12a和12b不同的带通特性。因此，在这个双模式的实施例中，可提供独立的FM DAC 19和独立的FM低通滤波器17。根据图1的调制系统可被设计到对于也包括AMPS功能性的CDMA开发的许多集成电路芯片组中。不巧的是，这个技术使用独立的DAC和低通滤波器，其可增大调制器的尺寸、提高其成本和/或增加其耗电量。
第二种双模式的调制系统在图2中表示。在该图中，提供包括正交分裂器220，、一对多路复用器216a、216b、加和节点218和VCO21 5的IQ调制器210来产生调制的载波。但是，与图1相比，DAC和低通滤波器对于双模式操作是共享的。尤其，I DAC和Q DAC 214 a和214b分别被用于宽带CDMA和窄带FM操作。低通滤波器212a和212b也被用于宽带CDMA和窄带FM操作。
不巧的是，由于CDMA信号和FM信号的十分不同的带宽，低通滤波器212a和212b在不同的模式中时应具有不同的带通特性。为共享低通滤波器，带通频率依据模式来切换。因此，尽管这些切换的滤波器212a和212b可用在不同的模式中，它们实施起来是昂贵的，并且在移动电话中消耗过量的电能和/或占用过大的面积。
在高性能的通信系统中，也需要提供高载波抑制。为提供高载波抑制，应在调制系统中产生低的直流偏移。例如，在IS-19 AMPS模拟系统中对于FM调制所要求的载波抑制大约是-35dBc。为提供可接受的临界设计，名义载波抑制优选为-40dBc，当在平衡系统中产生2V的峰-峰的差分信息信号时，其可被转换成14mV的差分直流偏移信号。
可应用传统的技术来提供数字输入信号中的低直流偏移。但是，不巧的是，调制系统可产生它自己的直流偏移。尤其，数模转换器和/或低通滤波器可产生直流偏移。
可应用高性能数模转换器降低在数模转换器中产生的直流偏移。不巧的是，这些数模转换器是成本高而且复杂。通过提供带有紧密度容限组件的无源的芯片外(off-chip)滤波器来降低直流偏移。不巧的是，这种无源的芯片外滤波器是成本高而且复杂的，并且在便携无线电话中占用过多的空间。
发明概述
因此本发明的一个目的是提供一种改进的调制系统与方法。
本发明的另一个目的是提供一种用于第一信号和具有比第一信号更窄的带宽的第二信号的双模式调制系统与方法。
本发明还有一个目的是提供一种用于第一信号和具有比第一信号更窄的带宽的第二信号的双模式调制系统与方法，这些信号可共享调制系统的组件以提供紧凑的低成本和/或低耗电的双模式调制。
本发明还有一个目的是提供一种能产生低直流偏移的调制系统与方法。
根据本发明，通过在调制器中调制诸如窄带FM信号的窄带宽信号提供这些和其它目的，该调制器通过过采样窄带宽信号和把过采样的窄带宽信号应用于调制器而调制诸如CDMA信号的宽带宽信号。通过过采样窄带宽信号，同一固定低通滤波器可被用于宽带宽信号和过采样的窄带宽信号。因此，不需要不同的低通滤波器或切换的低通滤波器。
在本发明的一个特定方面，包括采样器的CDMA调制器通过把窄带宽FM信号应用于CDMA调制器而被用于双模式调制，从而CDMA调制器过采样FM信号并调制过采样的FM信号。CDMA调制器包括具有包含CDMA信号和采样的FM信号的通带的固定低通滤波器，从而同一固定低通滤波器可被用于对CDMA信号和FM信号的滤波。CDMA调制器在其中CDMA信号是直接序列扩谱信号并且FM信号是模拟蜂窝电话信号的无线电话中尤其有用。
根据本发明的双模式调制系统包括用于把应用的信号调制到载波上的装置和用于把第一信号应用于调制装置的装置，从而把第一信号调制到载波上。包括过采样装置来对具有比第一信号更窄带宽的第二信号进行过采样。系统还包括用于把过采样的第二更窄带宽的信号加到调制装置的装置，从而把第二更窄带宽的信号调制到载波上。
调制装置最好包括数模转换器和对数模转换器的模拟输出进行滤波的低通滤波器，其中低通滤波器具有包含第一信号和过采样的第二更窄带宽信号的通带，从而同一固定低通滤波器被用于对第一信号和过采样的第二更窄带宽信号的滤波。当调制装置包括具有I和Q输入的IQ调制器时，过采样装置最好包括第一和第二采样器。
根据本发明的双模式调制系统还包括用于对应用的信号采样的装置、用于把采样的信号转换为模拟信号的装置、用于对模拟信号进行低通滤波的装置和用于把低通滤波的模拟信号调制到载波上的装置。双模式调制系统还包括用于把第一信号应用于采样装置从而使用采样装置、转换装置和低通滤波装置把第一信号调制到载波上的并且用于把具有比第一信号更窄的带宽的第二信号应用于采样装置从而过采样第二信号并使用采样装置、转换装置和低通滤波装置把第二信号调制到载波上的装置。因此，同一不切换的滤波器可被用于宽窄带宽信号，从而使成本、占用空间和/或耗电量降低。
根据本发明的双模式调制系统与方法还补偿由数模转换器和/或低通滤波器引入的直流偏移。优选在数字域提供补偿，从而降低直流偏移到正使用的调制可接受的极限范围内。更优选地，通过从采样的信号中减去由数模转换器和/或低通滤波器引入的代表滤波的模拟信号中的直流偏移的数字值来提供补偿。
根据本发明的调制系统包括把采样的信号转换为模拟信号的数模转换器。模拟信号被低通滤波器滤波产生滤波的模拟信号。数模转换器和/或低通滤波器引入直流偏移到滤波的模拟信号中。调制器把滤波的模拟信号调制到载波上。直流偏移补偿器补偿滤波的模拟信号中的由数模转换器和/或低通滤波器引入的直流偏移。
根据本发明的直流偏移补偿器优选包括用于检测滤波的模拟信号中的直流偏移的检测器。模数转换器响应于检测器以把检测到的直流偏移转换为数字偏移信号。减法器响应于模数转换器而从采样的信号中减去数字直流偏移信号并把采样的信号去掉(减去)数字直流偏移信号应用于数模转换器。因此，检测到的偏移在数字域中被减去。也可包括响应于模数转换器的定标器以把数字直流偏移信号定标为定标的数字直流偏移信号。然后减法器响应于定标器以从采样的信号中减去定标的数字直流偏移信号。
减法器不必要连续检测滤波的模拟信号中的直流偏移，而是间歇地并且最好按周期地进行。例如，直流偏移补偿器可包括响应于模数转换器的锁存器，以间歇地锁存数字直流偏移信号并把锁存的数字直流偏移信号应用于减法器，从而锁存的数字直流偏移信号从采样的信号中被减去。当模数转换器以第一时钟频率被计时时，锁存器可以以比第一时钟频率更低的第二时钟频率被计时。
检测器可包括检测滤波的模拟信号中的直流偏移的低通滤波器。在一个实施例中，模数转换器是一位的∑δ模数转换器。在另一个实施例中，极性反相器响应于检测器，以周期地把检测到的直流偏移信号的极性倒相。模数转换器把周期倒相的检测到的直流偏移信号转换为数字偏移信号，从而降低模数转换器的内部直流偏移的效果。
直流偏移补偿可有利地使用双带宽调制器，其中采样的信号包括从第一数字输入信号和具有比第一数字输入信号更窄的带宽的第二数字输入信号中选择的一个。例如，本发明可使用CDMA信号的第一数字输入信号和FM信号的第二数字输入信号。尤其，CDMA信号可以是直接序列扩谱信号，FM信号可以是模拟蜂窝电话信号。本发明也可用在也被称为“正交相位调制器”或“正交调制器”的IQ调制器中，其把同相和正交滤波的模拟信号调制到载体上。也可提供模拟调制方法。
因此，用于数字输入信号的调制系统与方法可提供低的直流偏移，尽管由数模转换器和/或低通滤波器引入了直流偏移。不必要使用高性能和高成本的数模转换器。也不必要使用高性能的芯片外低通滤波器。
附图简要说明
图1是第一种传统的双模式调制系统与方法的框图。
图2是第二种传统的双模式调制系统与方法的框图。
图3是根据本发明的包括直流偏移补偿的双模式调制系统与方法的框图。
图4A和4B，其被放置在一起，如图4所示，是根据本发明的包括直流偏移补偿的双模式调制系统与方法的第二实施例的框图。
图5是根据本发明的可被用来补偿直流偏移的一位的∑δ模数转换器的框图。
图6是根据本发明的可被用来补偿直流偏移的模数转换器的另一实施例的框图。
图7表示用于图6中的极性反相器的操作。
图8是根据本发明的调制系统与方法的框图。
图9A和9B，其被放置在一起，如图9所示，是根据本发明的第一实施例的双模式IQ调制系统与方法。
图10是根据本发明的第二实施例的双模式IQ调制系统与方法。
图11A和11B，其被放置在一起，如图11所示，是根据本发明的一个实施例的单模式IQ调制系统与方法。
优选实施例的具体描述
现在将参考附图更充分地描述本发明，其中示出了本发明的优选实施例。但是，这个发明可以以不同形式实现，而并不被限制于这里所提出的实施例。相反，提供这些实施例使得该方案完全而且透彻，将对熟悉本领域的技术人员充分地传达发明的范围。整个说明中同样的标记代表相同的元件。
现参考图3，其是根据本发明的双模式调制系统和方法的框图。如图3所示，双模式调制系统与方法包括包含VCO 315、一对多路复用器316a和316b、正交分裂器320和加和接点318的IQ调制器310。这些元件的相互连接而形成的正交调制器对熟悉本领域的人员是公知的并且这里不需要进一步描述。如所示出的那样，IQ调制器310接收I输入311a和Q输入311b并且产生把这些输入调制到载波上的输出313。
仍参考图3，根据本发明的双模式调制系统和方法包括一对固定低通滤波器312a和312b。固定低通滤波器包括可通过诸如CDMA DSSS信号的宽带宽信号的通带。还包括I DAC 314a和Q DAC 314b。
仍参考图3，还包括一对采样器330a和330b，其也被分别称为I采样器和Q采样器。根据本发明，如图3所示，诸如DSSS信号源350的宽带宽信号源和诸如FM信号源340的窄带宽信号源都被加到采样器330a和330b。DSSS信号源350可产生被分别加到采样器330a和330b的DSSS-I信号和DSSS-Q信号。FM信号源330可产生被分别加到采样器330a和330b的FM I信号和FM Q信号。可以理解DSSS信号源350和FM信号源340在双模式无线电话中可作为基带信号产生。双模式无线电话中DSSS信号和FM信号的产生对熟悉本领域的人员是公知的并且这里不需要进一步描述。
仍参考图3，可看到采样器330a和330b以及DAC 314a和314b以采样率Tsample操作。采样率Tsample可由被应用于控制线路335的信号控制。采样率通常由用于宽带宽信号350的采样率来设置。因此，当窄带宽信号340被应用于采样器330a和330b时，采样器用来过采样窄带宽信号。通过过采样窄带宽信号，同一DAC分别与低通滤波器314和312被应用于宽带宽信号和窄带宽信号。
可以理解作为宽带宽信号调制的一部分，宽带宽信号也可被采样器330a和330b过采样。在那种情况下，窄带宽信号被采样器330a和330b更高地过采样。也可理解对于宽窄带宽信号采样率不必要相同。但是，通常采样率Tsample被保持在一个使得同一固定低通滤波器312a和312b可被用于宽窄带宽信号的采样率。因此，双模式调制器可使用同一不切换的低通滤波器，用于调制宽带宽信号和过采样的窄带宽信号，从而节省成本、空间和/或电能。
本发明可使用同一固定低通滤波器(没有切换的)来用于供给IQ调制器的FM信号和扩谱信号。不需要诸如切换的低通滤波器的可变的低通滤波器。为使用同一固定低通滤波器，FM信号在DAC中被过量地过采样，优选地以相同采样率Tsample，与扩谱信号一样。为在DAC中以这个速率采样，它被上采样/内插到这个过量过采样的速率。
对于IS-95信号，采样率可以是8X或4.9152MHz。为方便起见，FM信号的采样率可以是靠近IS-95采样率的参考时钟频率的一个分数(19.2MHz/4.8MHz)。采样毛刺(-5MHz)可被低通滤波器降低来满足用于AMPS和CDMA的发射器的毛刺性能规格。
通过过量地过采样FM信号，起自DAC的采样噪音最低限度可被降低到AMPS发射可接受的水平(＜-60dBc)。扩谱信号不被过量地过采样，而正常地过采样(8X)。用于这种模式的DAC的采样噪音最低限度可被降低到IS-95发射可接受的水平(＜-45dBc)。任一种模式的寄生(spurious)自由动态范围最好大于最大信号与噪音最低限度之差(对于AMPS＞60B并且对于CDMA＞45dB)。从而IQ调制器的质量优选足以满足AMPS模式中的调制规格，其通常比CDMA模式更严格。这对于图2的传统系统也是一种情况，这里IQ调制器被共享，低通滤波器被切换。
本发明可被应用于共享带有FM信号(窄带宽)和直接序列扩谱信号(宽带宽)的IQ调制器的调制系统与方法。模拟FM信号以某一速率被转换为数字信号。如果转换速率低，那么它可被上采样/内插到最终的要求的速率Tsample.在A/D转换期间，它可以最终要求的速率被立刻高度地过采样。本发明还可被应用于共享带有未扩展的数字信号(窄带宽)和直接序列扩谱信号(宽带宽)的IQ调制器的调制系统与方法。从而本发明可被用于混合的AMPS/CDMA无线电话(IS-95)、混合的GSM/WCDMA无线电话(第三代宽带蜂窝标准)和其它的组合宽带和窄带信号的无线电话中。
仍参考图3，将描述根据本发明的直流偏移补偿。尽管采样的I和Q信号333a和333b可具有低的直流偏移，由数模转换器314a和314b与低通滤波器312a和312b中的至少一个引入的直流偏移可产生不可接受的高直流偏移。数模转换器314a和314b与低通滤波器312a和312b可通过虚线框324a和324b集中地标识为直流偏移源。
根据本发明，提供直流偏移补偿器322a和322b，其补偿滤波的模拟信号311a和311b中的由数模转换器314a和314b与低通滤波器312a和312b中的至少一个引入的直流偏移。如所示的那样，直流偏移补偿器322a和322b在数字域中的采样的信号333a和333b上作用以补偿滤波的模拟信号311a和311b中的由数模转换器314a和314b与低通滤波器312a和312b中的至少一个引入的直流偏移，从而把直流偏移降低到被使用的调制模式可接受的极限内。
尤其，如图3所示，每个直流偏移补偿器322a和322b优选包括检测滤波的模拟信号311a和311b中的直流偏移的直流检测器321a和321b。模数转换器(A直流)323a和323b把检测到的直流偏移329a和329b转换为数字直流偏移信号331a和331b。减法器326a和326b从采样的信号333a和333b中减去数字直流偏移信号331a和331b并把采样的信号去掉(减去)直流偏移信号327a和327b来应用于数模转换器314a和314b。因此，在向前路径中产生的直流偏移被检测并被转换为数字值。然后从到来的采样信号333a和333b中减去代表直流偏移的数字值。
仍是如图3所示，为补偿直流偏移，数字直流偏移信号不必要以与数模转换器314a和314b进行的数模转换相同的频率来计算。相反，可间歇地，优选是周期地确定直流偏移。因此，如图1所示，锁存器325a和325b可被用于间歇地和周期地锁存数字直流偏移信号311a和311b，从而从采样信号333a和333b中减去锁存的数字直流偏移信号332a和332b。这样，如下面所述的那样，锁存器325a和325b和/或模数转换器323a和323b可以比数模转换器314a和314b更低的频率被计时，因为直流偏移通常变化地不象采样信号333a和333b那样迅速。在特定的实施例中，直流偏移可每秒检测一次，或以其它间隔来检测。
可以理解在图3中对两个输入信号路径提供两个独立的直流偏移补偿器322a和322b。但是，可以理解可使用单一的直流偏移补偿器来用于I输入信号路径和Q输入信号路径。
现参考图4，将描述根据本发明的双模式IQ调制器的另一个实施例。在图4中，在对应的模数转换器323a和323b与对应的锁存器325a和325b之间使用任选的定标器460a和460b。定标器把数字直流偏移信号329a和329b定标为定标的数字直流偏移信号329a’和329b’。使用定标是为了把定标因子应用于模数转换器323a和323b产生的数字信号。例如，当差分直流电压被图4中的直流检测器321a和321b检测到时，需要使用定标因子。而且在图4中，任选的放大器461a和461b被用在对应的低通滤波器312a和312b与对应的调制器316a和316b之间以在必要时提供放大。如图4所示，直流偏移补偿器322a和322b也可补偿放大器461a和461b中的直流偏移。
而且如图4所示，也从共用的时钟462提供用于模数转换器323a和323b、数模转换器314a和314b和锁存器325a和325b的时序。可以理解优选地压控振荡器315可被锁定于相同的参考标准作为共用的时钟462。如图4所示，数模转换器314a和314b优选被时钟462锁定。模数转换器323a和323b应用M分电路(÷M)463a和463b优选以低于时钟462的速率的第一时钟速率被锁定。而且，锁存器325a和325b应用N分电路(÷N)464a和464b以低于第一时钟速率的第二时钟速率被锁定。可使用低于时钟462的速度的第一时钟速率和第二时钟速率，因为直流偏移不需要象采样信号333a和333b一样频繁地被转换为数字的，这是由于直流偏移通常比采样信号自身变化地更慢。
可通过带有低的转角频率的无源低通滤波器提供图4中的直流检测器321a和321b。由于仅直流组件需要被检测，可使用低的转角频率。数字域中的减法可以低速率来发生，其优选通过分割时钟462而被门控。图4的直流偏移补偿器能够抵消与数模转换器314a和314b的最低有效位(LSB)一样大的直流偏移。
完成的直流偏移抵消受到直流偏移补偿器322a和322b中的模数转换器323a和323b引入的直流偏移的限制。因此，优选使用低的直流偏移模数转换器323a和323b。优选的模数转换器323a和323b是一位∑δ转换器。使用一位转换器从而使用直接反馈连接而不需要中间组件就能获得∑δ转换器内部的反馈路径。
图5表示表示一位∑δ模数转换器323’的框图。如图5所示，模数转换器323’包括积分器70、比较器71和十选一抽取/低通滤波器72。比较器71的输出经加和节点73被反馈给输入。一位∑δ模数转换器的设计对熟悉本发明的技术人员是公知的，在例如IEEE1992年出版的Candy和Temes所著的教科书中在题目为“Oversampling Methods for A/D and D/A Converters”的章节中在题目为“Oversampling Delta-sigma Data Converters”的文章中进行了描述，这里该文章被引入作为参考。
因此，由∑δ转换器的向前路径中的元件引入的直流偏移可以被化为零值。从而，唯一的直流偏移提供器是由求和节点73表示的模拟差分放大器。直流偏移在这种差分放大器73中被降低，例如通过选择十取一的低通滤波器72来以10Hz转角。从而差分放大器73可以很低的频率操作，例如10KHz。差分放大器73因此可由大几何形状、低频率晶体管制成，其在用在也包括高频的数模转换器314a，314b的处理中时具有优良的组件匹配。这种良好的匹配可在∑δ转换器中产生低的直流偏移。
优选地，可选择检测器321的转角频率使其足够低来滑过调制，从而保持反馈回路不调制。最好选一位∑δ转换器的频率来消除这种调制而不带来混淆误差。
锁存器325的锁定率最好足够低使得开环路系统被固定下来。反馈的分辨率最好在数模转换器314的一个最不重要的位内。这个分辨率可由十中抽取一/低通滤波器72的输入和输出之间的过采样率确定。
最大误差纠正对于第一减法是可利用的。这种纠正可在一步中完成。另一种情况是，这个纠正可通过设置在锁存器325与减法器326之间的数字滤波器变得更顺利。另一种情况是，通过限制锁存器来在每一锁存瞬间仅移动最不重要的一个位而使转变更平滑。根据需要的速度进行选择来初始地设定补偿。此后，直流偏移补偿器可在跟踪模式操作并且可使用同样的技术。
图6表示使用任一类型的模数转换器323的模数转换器系统80的另一实施例。如图6所示，包括周期地把检测到的直流偏移信号的极性倒相的极性倒相器81。极性倒相器81的操作在图7中简单描述出来。
再参考图6，模数转换器323把周期地极性倒相的检测到的直流偏移信号82转换为数字偏移信号。由于交替的抽样被倒相，偶抽样和奇抽样然后被锁存在第一和第二锁存器82a和82b中。在减法器83进行减法之前，如锁存器82b中的奇抽样的抽样被延迟84延迟。
块85中的极性倒相抽样的减法可使用时钟462来钟控，其中时钟462被R去除并通过第一和第二R分电路86和87被应用于极性倒相器81和模数转换器323。由除R乘P电路88产生的更慢的时钟可被用于对减法器83计时。
图6的模数转换器系统80由于下面的关系式可产生低直流偏移：
M0=直流offset+Emeasurement，
M1=直流offset+Emeasurement，
直流offset=(M0-M1)/2，
其中M0是在倒相器81的一个状态中测量的误差，M1是在倒相器81的另一个状态中测量的误差，直流offset是直流偏移信号311，Emeasurement是图6的测量系统的直流误差，其被假设为在测量之间是恒定的。
当极性被改变或倒相时，测量的直流偏移的符号改变，但是测量系统中的直流误差不改变。误差在倒相器的一个状态M0中被测量，在另一个状态M1中被再次测量。这两个测量相减并被数字域中的模数转换器80后面的定标器460定标。这个减法可移除模数转换器80的任何直流误差。为对齐偶数抽样和奇数抽样，使用延迟84。从而模数转换器中的直流误差可被降低。
现参考图8，根据本发明的用于数字输入信号的调制系统与方法的框图被表示出来。如图8所示，根据本发明的调制系统和方法包括把数字输入信号833转换为模拟信号828的数模转换器(DAC)814。也称为“防混淆滤波器”的低通滤波器812对模拟信号828滤波产生滤波后的模拟信号811。调制器816把滤波后的模拟信号811调制到由诸如压控振荡器(VCO)815的可控源产生的载波上。调制的输入信号813然后通过发射天线834被发射。还可包括其它的发射电路，这对本领域技术人员是公知的。
前面段落中描述的调制系统与方法对熟悉本领域的人员是公知的。但不巧的是，尽管数字输入信号833可具有低直流偏移，由数模转换器814和低通滤波器812的至少一个引入的直流偏移可产生不可接受的高直流偏移。数模转换器814和低通滤波器812被虚线框824集中标识为直流偏移源。
根据本发明，提供补偿滤波后的模拟信号811中的由数模转换器814和低通滤波器812的至少一个引入的直流偏移的直流偏移补偿器822。如所示的那样，直流偏移补偿器822在数字域中的数字输入信号833上作用以补偿滤波后的模拟信号811中的由数模转换器814和低通滤波器812的至少一个引入的直流偏移，从而将直流偏移减少到所使用的调制方案可接受的范围内。
更具体地讲，如图8所示，直流偏移补偿器822最好包括检测滤波后的模拟信号811中的直流偏移的直流检测器821。模数转换器(A直流)823把检测到的直流偏移829转换为数字直流偏移信号831。减法器826从数字输入信号833中减去数字直流偏移信号831并把数字输入信号去掉(减去)数字直流偏移信号827加到数模转换器814。因此，在向前路径中产生的直流偏移被检测并被转换为数字值。代表直流偏移的数字值然后从输入来的数字输入信号833中被减去。
而且如图8所示，为补偿直流偏移，数字直流偏移信号不必要以与数模转换器814进行的数模转换相同的频率来计算。相反，可间歇地，最好是周期地确定直流偏移。因此，如图8所示，锁存器825可被用于间歇地和周期地锁存数字直流偏移信号831，从而从数字输入信号833中减去锁存的数字直流偏移信号832。这样，如下面所述的那样，锁存器825和/或模数转换器823可以比数模转换器814更低的频率被计时，因为直流偏移通常变化得不象数字输入信号833那样迅速。在一个特定的实施例下，直流偏移可每秒检测一次，或以其它间隔来检测。
图9表示根据本发明的双模式IQ调制系统。如所示出的那样，IQ调制器910包括为进行90°移相器的正交分裂器920和一对耦合于正交分裂器的多路复用器916a，916b。VCO 915被耦合于正交分裂器920，以产生对本机振荡器信号的90°的相移。数字I输入信号933a和数字Q输入信号933b被分别提供给IQ调制系统的I和Q路径。I路径中的元件通过参数特性a设计，Q路径中的元件通过参数特性b设计。IQ调制器910通过把求和节点918处的多路复用器916a，916b的输出相加来分别把I和Q滤波的模拟信号911a和911b调制到载波上。调制的输入信号经天线934发射出去。
数模转换器914a和914b、低通滤波器912a和912b以及IQ调制器910可被用来把诸如直接序列扩谱(DSSS)信号的高带宽CDMA信号调制到载波上。由于信号是数字化产生的，它被滤波器912a和912b低通滤波以让信息通过，但却除去数字化地产生的毛刺和噪音。
为在双模式下使用图9的IQ调制器910，如用于窄带宽FM信号，可提供独立的FM数模转换器914c和独立的FM低通滤波器912c。数字FM输入信号933c的调制路径中的组件被标上参考标记c。基带电路产生加到VCO 915调谐线路上的数字FM输入信号933c，以根据AMPS标准把FM信息调制到用于传送的载波上。由于FM和CDMA信号具有十分不同的带宽，低通滤波器912c通常具有与作为CDMA调制器的一部分的低通滤波器912a，912b不同的带通特性。
在图9中可以理解，对三个输入信号路径提供三个独立的直流偏移补偿器922a，922b和922c。但是，可以理解单一的直流偏移补偿器也可被用于数字I输入信号路径和数字Q输入信号路径。而且，单一的直流偏移补偿器可用于图9的全部的三个输入信号路径。
图10中示出第二种双模式调制系统。在该图中，数模转换器和低通滤波器由双模式共享。尤其，I DAC 1014a和Q DAC1014b可被用于宽带宽CDMA和窄带宽FM操作。低通滤波器1012a’和1012b’也被用于宽带宽CDMA和窄带宽FM操作。由于CDMA信号和FM信号的非常不同的带宽，低通滤波器1012a’和1012b’在不同模式中应具有不同的带通特性。为共享低通滤波器，带通频率依据模式切换。
现参考图11，描述根据本发明的单一模式IQ调制器的一个实施例。在图11中，任选的定标器1160a，1160b被用在对应的模数转换器1123a和1123b与对应的锁存器1125a和1125b。定标器把数字直流偏移信号1129a和1129b定标为定标的数字直流偏移信号1129a’和1129b’。使用定标是为了把定标因子应用于模数转换器1123a和1123b产生的数字信号。例如，当差分直流电压被图11中的直流检测器1121a和1121b检测到时，需要使用定标因子。而且在图4中，任选的放大器1161a和1161b被用在对应的低通滤波器1112a和1112b与对应的调制器1116a和1116b之间以在必要时提供放大。如图11所示，直流偏移补偿器1122a和1122b也可补偿放大器1161a和1161b中的直流偏移。
而且如图11所示，也从共用的时钟1162提供用于模数转换器1123a和1123b、数模转换器1114a和1114b和锁存器1125a和1125b的时序。可以理解优选地压控源1115可被锁定于相同的参考基准作为共用的时钟1162。如图11所示，数模转换器1114a和1114b最好被时钟1162锁定。模数转换器1123a和1123b用除M电路(÷M)1163a和1163b最好以低于时钟1162的速率的第一时钟速率被锁定。而且，锁存器1125a和1125b用除N电路(÷N)1164a和1164b以低于第一时钟速率的第二时钟速率被锁定。可使用低于时钟1162的速度的第一时钟速率和第二时钟速率，因为直流偏移不需要象输入信号1133a和1133b一样频繁地被转换为数字的，这是由于直流偏移通常比输入信号自身变化得更慢。
可通过带有低的转角频率的无源低通滤波器提供图11中的直流检测器1121a和1121b。由于仅直流组件需要被检测，可使用低的转角频率。数字域中的减法可以低速率来发生，其最好通过除时钟1162而被门控。图11的直流偏移补偿器能够抵消与数模转换器1114a和1114b的最低有效位(LSB)一样小的直流偏移。
完成的直流偏移抵消受到直流偏移补偿器1122a和1122b中的模数转换器1123a和1123b引入的直流偏移的限制。因此，最好使用低的直流偏移模数转换器1123a和1123b。优选的模数转换器1123a和1123b是一位∑δ转换器。使用一位转换器从而使用直接反馈连接而不需要中间组件就能获得∑δ转换器内部的反馈路径。可使用图5的一位∑δ模数转换器23’。可使用其使用了如图6所示的任何类型的模数转换器23的模数转换器系统80。
在附图和说明中，已经公开本发明的典型的优选实施例，尽管使用了特定的术语，它们的使用为一般意义的并且为描述需要，而不起限制目的，本发明的范围由后附权利要求提出。