包括锁相环路和增量求和调制器的无线电发射机结构 本发明涉及一种供无线电远程通信中使用的发射机结构，尤其是涉及一种适用于既可以采用恒定又可以采用不恒定包络调制方案的移动式发射机使用的发射机结构。
在移动通信市场上存在着一种朝着制造更小、更低成本设备的方向发展的趋势，该设备具有实施多模式操作的能力，既支持恒定又支持非恒定包络调制方案。这样的设备多半是通过在硅栅上集成多个收发信机部分而获取的，并且最好是在该集成电路内包括多样的电压可控振荡器(VCO)。然而，在硅栅上集成振荡器很可能导致增加控制电压灵敏度的不确定的允许误差，并且在集成振荡器中将很难测量这个灵敏度。通过利用一个具有可调的控制电压增益的振荡器也许可以克服这个问题，但是这样的一个可变增益振荡器将严重地损害合成器性能。
如上文提到的多模式操作指的是，具有既支持恒定又支持不恒定幅度包络调制方案的能力。所有的调制方案可以在具有由调制矢量表示的载波地瞬时振幅和相位的被称为星座图的复合图上表示。对于恒定包络方案该图的所有点将离中心是等距离的。但是，对于非恒定包络调制系统会有趋近该图中心的轨迹。该调制信号的相位将由该调制矢量与该图中心的角度表示。这个角度的变化速率表示产生的调相信号的带宽。随调制矢量的轨迹趋近该中心、以上描述的角度的变化速率，因此对于恒定包络方案调制带宽将增加。
直到最近，大多数数字无线电通信设备使用等幅相位调制方案，诸如高斯最小移频键控(以下简称GMSK)，以及频率调制，诸如高斯移频键控(以下简称GFSK)。就其发射机必要条件而言GFSK不是特别关键的，因此可能使用简单的结构(例如在发射的期间，以空闲的运行方式使用具有发射振荡器的合成的LO单环路PLL)。但是，与此相反，使用相位调制方案诸如GMSK的无线通信系统在发射结构必要条件中总而言之是更精确的，因此简单的GFSK发射结构是不适合的。
为了提供适当的GMSK收发信机，用于GMSK调制方案的初始发射结构包括继上变频之后在IF调制到RF。这要求第一流的和有损耗的滤波器放置在发射机后面，保护RX频带防止噪音在该发射机的输出端出现。依靠使用锁相环的使用相位调制的恒定包络无线电通信设备的后续演化，如在图1的现有技术结构中所示，下面将更详细地描述。
图1示出一个如在专利US5511236中描述的现有技术上变频环路调制器，而且它是目前遍及该行业被普遍使用的。Tx的输出频率由下面公式确定：TXout=Flo1+Flo2·NlNr]]>
这里Nr是基准分频器(3)的分频比，以及Nl是IF分频器(13)的分频比。相位检测器(4)确保分频器输出3和13保持在相同频率上。为了驱动数字逻辑线路，来自基准晶体Lo1的每个合成的第一(Lo1(9))和第二(Lo2(1))本机振荡器信号，由一个电平调节器(2)变换为电平。Lo1(9)未在发射机输出频率上，因此对PA同步效应不敏感，以及低带宽大分频比合成器一般地是在现有技术中使用，Lo1主要是设置成确定该输出频率。调制由模拟IQ调制器(12)在反馈环内在IF上施加。IF被依次利用一个下转换混频器(8)产生。在调制以后，IF被送到在除法之后的相位检测器。该相位检测器经由确定环路动态的环路滤波器(6)控制TX LO(7)。TX LO用于产生发射信号，该信号依次驱动功率放大器和天线。IF(10)滤波器消除残余的混频成分，以及调制后滤波器(11)消除来自调制器输出的残余信号。
必须有足够的PLL频带宽度以无失真地传送在(12)引进的调制给TX振荡器(7)。在该环路中存在很多的模拟阶段，其中每个将降低该调制的相位精确度。响应调制的PLL将增加额外的总体退化。最后的结果是一个具有在模拟组件上作为制造公差结果扩展的高的剩余相位误差。该PLL是一个具有开环响应的负反馈环路，由下面的公式确定：Hol(s)=Kpd·LF(s)·Kvcos·1Nl]]>
这里Kpd是相位检测器增益，Kvco是vco控制信号增益，此后称为Kvco，从属于实际上的制造扩展。大的设计余量必须允许确保锁定时间，和满足噪音目标。这个结构起一个对于在RX频带中的发射分量有效滤波器的作用，但是也具有很多值得注意的缺点。尤其是一些如下标识的缺点：
a)由于多个模拟对误差的影响，增大调制误差；
b)多个VCO的使用增加了材料消耗，销售点终端屏幕以及频率分配问题；
c)具有低的基准比较频率的合成器的使用增加了切换时间；
d)该结构只限于恒定包络方案；
e)需要精细的频率分配用于多频带工作；以及
f)对于仅仅需要GFSK的多模式GFSK/GMSK设备增加复杂化。
关于在不恒定振幅包络调制方案中使用现有的GMSK结构，一种这样的方法是分解基带调制为幅度和相位分量。这指的是恒定包络调制结构可用于提供相位分量，以及一个单独的幅度调制电路在TX输出端使用。以这种方法，恒定包络调制器可被用于双模式恒定包络/非恒定包络系统中。但是，如先前描述的，如果目前使用的诸如上变频环路的GMSK结构被在多模式发射机中使用，对于不恒定包络调制方案需要的增大调制带宽可以代表一个重要的问题。如在图1中实施的，该上变频环路结构要求PLL频带宽度大体上高于调制的频带宽度，因此规定了一个针对PLL严格的必要条件。
如在图1中示出的使用一个上变频环路的备选方案是或者回到初始混频器直接上变频结构，或者提供一个调制可以支持增大调制带宽的PLL的装置。
一种这样的选项是使用双点调制。双点调制的目的是使整个调制传递功能与PLL传递功能无关。在这种情况下，利用PLL频带宽度该调制带宽是不受限制的，宽带宽调制是可能的。现有技术的双重调制Tx结构在图2中示出。
图2示出一个如在US 4052672中公开的现有技术双重调制TX结构。在这种情况下，下转换混频器和第一本机振荡器LO1通过利用分频器(13)而被删除了。
参考图2，作为FM表示的调制从基带信源(14)输出，在径直输出到Tx振荡器(7)控制输入之前，由求和装置(18)与PLL环路滤波器(6)的输出求和。为了施加此作为由调制电荷泵(16)调相的信号给利用求和装置(17)的相位检测器输出(5)，与调制信号相同的表示被施加于一个积分器(15)。目的是在17的输出端彻底地消除调制的所有分量。
使用大的分频比用于VCO分频器(13)提高了固有噪声电平，使使用窄的PLL频带宽度以满足无线电数字通信系统需要的噪音和误差矢量成为必需。
使用一个低环路带宽需要针对使用这个结构强加严格的限制，由于VCO(7)是处于与天线相同的频率，因此实际上受拉力影响。同样，该两个调制输入是利用模拟装置施加的，因此受产品推广影响，提出这个不适合的用于诸如要求精度的GMSK的调制方案。此外，相对于双点调制，通常如果该调制不平等地施加在该环路中的两个点，该调制的剩余分量可能受PLL的传递功能影响。该调制于是将遭受一些失真。另外，一个PLL合成器的普遍的问题是，PLL动态在PLL中的子区域的单独增益参数常遭受大的允许偏差扩展影响。这将损害噪声特性和切换时间，其中两者都是在现代的较高数据速率无线电通信系统中的关键参数。
在另一个现有技术结构中，如果施加恒定包络调制，通常在上变频环路中使用的IQ调制器可以由相位调制器或者频率调制器代替。如果使用相位调制，通过积分其可以主要被转换为频率调制。但是，在频率调制器需要的精度中，在相位和频率调制之间存在固有的差值。在GFSK的情况下，对频率偏差的限制是通过使用的特定的传输标准的需要设置的，并且不是特别严格的。对于GMSK调制，该频率偏差必须被精确地保持在四分之一数据速率水准上，以防止大的相位误差。如果使用相位调制，那么仅有数字技术可以在实践中保证足够的精度。上述情况也适用于诸如N-PSK或者W-CDMA的非恒定包络方案，这里低相位误差对保持低的误差矢量大小是必不可少的。一种利用数字技术提供足够的精度的已知的结构在图3中示出。
图3示出如在US 4994768中公开的另一个现有技术调制结构，它利用一个增量求和(delta-sigma)调制器作为在PLL内的FM调制装置。参考图3，该Tx结构由一个包括已经在上文中对于图1和2描述的同样的方框(1)至(7)的合成器PLL环路组成，但是具有分频器(13)的分频比N在参考周期乘周期基础上变化。该增量求和调制器(24)以在该领域公知的方式重复取样和噪音造型该调制。从存储器等等中提供一个可编程的恒量P(26)以最靠近的基准频率的整数倍数偏转该分频器，而且通过求和装置(25)增加此至增量求和输出。第二个可编程的恒量F(22)提供一个分数的偏移给该调制，通过求和装置(23)以选择输出信道。
该合成器的瞬时频率由下面的等式确定：Fsynth(t)=fmod(t)+(F2w+P)fref]]>
这里w是在增量求和部分中的运算单元的总线宽度。该增量总和调制方法的优点是：
1)该调制是在数字域中施加，因此精度是隐含在过程中。
2)对于N可以使用低的分频比，因此基本上减少了对于合成器输出影响的该相位检测器和分频器噪声。
3)使用噪声整形导致量子化噪音超出环路带宽。
4)虽然量子化噪音可能存在和围绕在发射信道中，该电平被完全地确定，因此不受制造扩展的影响。
当使用GMSK或者非恒量包络方案的时候，使用增量求和调制器允许足够的精度以保证低的误差。本发明的一个基本的特征是，其应用是由增量求和调制器的精度性能组成，如稍后将变得清晰可见的。
使用增量求和调制方法的缺点仅仅是：
i)如上所述对于上变频环路存在针对PLL环路带宽的下限，高的PLL频带宽度可能导致在TX输出端过度的相邻信道辐射；和
ii)由于分量公差，该PLL仍然受到在环路带宽中大的变化的影响。然而，注意到增量求和调制器的使用确实保证对于调制的低频信息含量的精度。
图4示出另一个克服上述两个问题的现有技术的结构，并且其在US 5729182中公开。注意在下面的讨论中，相同的参考数字用于涉及相同的特征，这些特征与先前参考图1、2和3描述的那些结构是通用的。
参考图4，如同在图2示出的结构一样，积分器(15)提供一个调制，其利用调制电荷泵(16)在求和装置(17)减去调制振荡器(7)的影响。这描述了一种具有模拟内插法的简化分数N调制。当相位轨迹大于2*π范围的时候，分频器N(13)或者递增或者递减，以取消或者增加一个vco相位周期给VCO分频器。为了跟踪调制路径的调整，以及在PLL中求剩余的最小值，该调制服从于作为PLL同样的传递功能，并且这两个在相关器(20)中通过乘法相关。如果VCO增益(Kvco)太大，该PLL将具有与施加通过PLL传递功能滤波器(19)滤波的调制同相的调制剩余，并且从相关器(20)产生一个正相关值。如果VCO调制太低，在相关器(20)的波形将反相，并且产生一个负相关。因此，来自相关器(20)的输出可以用于或者递增或者递减在21中的增益控制器的调整。在先前的结构上这是一个主要的改进，其中PLL环路带宽/调制带宽链路不再强制。因此，PLL环路带宽可以选择以给出在建立时间和相位检测器/分频器噪声成分之间最佳的交替使用。US 5729182也提到从增量求和施加调制的可能性，但是没有指出为了确保调制的精度如何使用该增量求和。如果不使用增量求和，可能需要或者模拟内插法或者调制的某种形式。在模拟内插法的情况下，为了获取分数的N调制的精度，经比较久的时间周期必须获得相关。因此，确保相关器正确操作的必由之路是以滤波器(19)镜像PLL响应。
即使鉴于如上所述相关方法的上述优点，下面的主要问题仍然留存在现有技术中：
i)该PLL响应必须由滤波器(19)镜像。该PLL和其镜像的响应两者都仍然受如以上讨论的生产扩展的影响，并且对于不同的频带、操作方式等等可能需要进一步改变。以滤波器19跟踪代表主要的实际问题，尤其是如果该发射机要集成的话；
ii)从相关器输入消除直流实际上需要包括一个模拟到数字转换器的附加的电路；
iii)在VCO增益中的扩展将引起在PLL动态中的扩展，它将对来自分频器和检测器的PLL建立时间/噪声成分具有不利影响。这是由于在PLL开环相位余量中的不确定性，增加闭环噪声峰值和延长PLL步进响应时间。
发明概述
本发明的一个目的是提供一种能够高标准地集成，供高度集成的收发信机之用的发射机电路装置。
本发明的另一个目的是提供一种发射机电路装置，它允许可重复的调制精度，以及它允许容纳在无线电通信系统中使用多种的调制格式。
为了满足上述目的，以及提供不须微调的精度调制，本发明利用一种增量求和调制器和2点调制。为了限制PLL的频带宽度，必须使用辅助的模拟调制，这必须被校准以与增量求和调制相配。校准调制的环路的微调是通过压控振荡器灵敏度的校正实现的，以通过将在PLL中的残余调制与调制信号输入相关而调制。理论上，该调制应该利用随PLL响应编程的滤波器进行滤波。但是，由于PLL响应在初始PLL锁定时不会知道，该调制相关环路尤其可以设计成无需知道PLL响应而能工作。调制相关器的动作微调该调制和PLL环路带宽，而不会妨碍该发射机的正常运行。
鉴于以上所述，按照本发明提供一种发射机电路装置，包括：
一个锁相环路和一个可控制的分频器，锁相环路包括串联设置的一个相位检测器装置、一个求和装置以及一个压控振荡器，分频器设置成反馈一个压控振荡器的输出给相位检测器的一个输入；以及
一个基带调制信源，设置对应于要发射的信息产生一个调制信号；
所述发射机电路装置其特征在于进一步提供了：
一个调制相关电路装置，设置成接收所述调制信号，并且在锁相环路中以残余调制相关所述信号，产生一个或多个调制校正信号；
一个增量求和调制器装置，设置成接收所述调制信号，并且从中产生一个增量求和控制信号；以及
一个调制幅度调整装置，设置成接收调制信号和调制校正信号，并且响应于此以调整调制信号的幅度；
其中为了调制该压控振荡器，该调整的调制信号被在求和装置施加于锁相环路，产生一个调制的RF输出信号；以及
为了控制它的分频比，该增量求和控制信号被施加于可控制的分频器，借此可控制的分频器起大体上消除来自在相位检测器的输入调制的RF输出信号的调制的作用。
此外，本发明也提供一种用于在锁相环路中产生一个调制的RF输出信号的方法，该锁相环路包括串联设置的一个相位检测器，一个求和装置以及一个压控振荡器，以及可控制的分频器安排以反馈一个压控振荡器的输出给相位检测器的一个输入，该方法包括步骤：
对应于要发射的信息产生一个调制信号；以及其特征在于进一步包括步骤：
在增量求和调制器中从调制信号产生一个增量求和控制信号；
施加该调制信号给求和装置，以调制压控振荡器，以产生作为所述振荡器输出的调制RF输出信号；
为了控制其分频比，施加该增量求和控制信号给可控制的分频器；
在可控制的分频器中按照分频器的分频比分频该调制的RF输出信号；
在锁相环路中用该调制信号相关残余调制，该相关的结果被用于产生一个调制校正信号；以及
响应调制校正信号，调整施加于求和装置的调制信号；
其中所述分频步骤基本上在相位检测器的输入端从RF输出信号中消除调制。
该发射机电路装置最好是进一步包括一个设置成产生基准频率信号的基准频率信源，该相位检测器装置被设置成在第二输入端接收所述基准频率信号，以及比较基准频率信号与来自可控制的分频器的输出RF信号，对应于在其间的相对相位误差产生一个相位误差信号。在一个优选实施例中，该相位检测器装置进一步包括：一个电荷泵，响应检测的相位误差，设置成提供一定量的电荷，以及进一步提供电荷泵调整装置，设置成控制电荷泵以调整在其中产生的相位误差信号的幅度，该电荷泵定标装置响应由调制相关电路装置产生的电荷泵校正信号。电荷泵的控制进一步在锁相环路中提供残余调制的控制，从而允许可以更准确地统调的双点调制。
在一个优选实施例中，该调制相关电路装置进一步包括：一个设置成从相位检测器装置接收相位误差信号的微分器，并且对该信号求微分以给出一个频率偏差信号。此外，一个高通滤波器设置成从基带调制信源接收调制信号，滤波该调制信号以消除所有的低频分量，以及该滤波的调制信号经由一个相关器输出一个主控制信号，相关器相关该滤波的调制信号与频率偏差信号。然后进一步提供控制信号产生装置，设置成接收该主控制信号，并且产生至少用于控制调制幅度调整装置的调制校正信号。在包括电荷泵调整装置的优选实施例中，该控制信号产生装置也产生一个电荷泵校正信号，它控制电荷泵以调整在其中产生的该相位误差信号。插入一个高通滤波器的本优选实施例的调制相关电路装置的一个优点是，仅通过相关高的频率，对锁相环路频带宽度的影响被基本上降低，并且与需要长序列的调制相比较，该相关器将更迅速地校正误差，以这种方法，可以获得双点调制更有效的调准。
本发明的一个优点是，该锁相环路仅由具有基准和发射机振荡器的单个环路组成。这是因为一个集成的VCO在调谐电压灵敏度中很可能受到相当大的允许偏差不确定性，以及使用单个环路可以减小这样的不确定性的影响。
本发明的另一个优点是，通过允许使用调制带宽大于PLL频带宽度，本发明可以用于提供非恒定包络调制模式的相位调制的分量。 这可以以与GFSK合成器相比较复杂化的水平来实现，从而允许一个结构能够获取低成本多模式工作。
从下面仅通过举例以及参考伴随的附图呈现的一个特别的优选实施例的描述中，本发明的更多的特点和优点将变得更明显，其中相同的部分由相同的参考数字表示，并且其中：
图1是一个现有技术上变频环路结构的框图；
图2是一个现有技术双点调制结构的框图；
图3是另一个现有技术用于补偿VCO增益变化的结构；
图4是包括一个增量求和调制器的另一个现有技术的结构；
图5是按照本发明优选实施例的发射机结构；
图6是按照本发明的优选实施例的调制校正电路的一部分的方框图；以及
图7是按照本发明的优选实施例的调制校正电路的另一部分的方框图。
现在将参考图5描述本发明的一个特别的优选实施例。
与先前参考图3和4讨论的现有技术一样，从图5中，很明显本发明共用一个公共基础。尤其是，基准振荡器1给限幅器2(可选择的)提供一个基准频率信号，限幅器2限制该基准信号并且馈送该信号给分频器3(也是可选择的)，分频器3然后输出该基准信号至相位和频率检测器4，该相位和频率检测器4形成为本发明的锁相环路的一部分。该相位和频率检测器4接收从分频器13输出的以调制信号的形式的第二输入，其中响应来自增量求和调制器24的控制信号的分频比是可编程的。该分频器13对应于本发明的第一个调制点装置。到分频器13的输入是从环路发射机本地振荡器(TXLO)7的输出中获得的，该环路发射机本地振荡器7是一个压控振荡器。相位和频率检测器4检测在基准频率和来自分频器13的输出信号之间的相对相位差值，并且输出一个相位误差信号给电荷泵5。电荷泵5调整用于馈给作为低通滤波器配置的环路滤波器6的信号，该低通滤波的信号然后被馈给对应于本发明的第二调制点装置的求和装置18。
锁相环路的调制被从调制信源14提供，调制信源14经调制幅度调整装置21直接提供频率调制给求和装置18，以及通过增量求和调制器24提供频率调制给分频器13。尤其是，来自调制信源14的调制输出被首先在加法器23中与分数的偏移量常数F求和，总和被送到增量求和调制器24，其输出然后被在加法器25中与可编程的基准偏移量P进一步求和。这个进一步求和的输出然后被作为增量求和控制信号送到分频器13，以提供针对锁相环路的第一个调制点。
将图5的框图与现有技术图3的框图相比较，很明显图5在调制幅度调整装置21的设备以及利用电荷泵调整装置27的设备方面不同，电荷泵调整装置27配置成调整从电荷泵5输出的相位误差信号。调制调整装置21响应一个输入信号Ka以控制施加的调整，并且类似地电荷泵调整装置27响应一个控制输入信号Ipa以控制施加于相位误差信号的调整。信号Ka和Ipa是由本发明的调制校正电路产生的，在下面将更详细地描述。
由上所述接下去，现在将讨论如何保持对于调制短系列(即HF分量)的精度，以及如何从动态的环路中消除VCO增益(Kvco)扩展。
为了实现上述的效果，表示为瞬时频率偏差的调制经调整装置(21)被同时施加于TX LO(7)。由控制装置Ipa从相同的调准控制信号推导出的电荷泵电流也被电荷泵调整装置(27)改变。以此方式，如果Kvco溢出，FM偏差信号和电荷泵信号可以被调整以补偿。这样的结构不仅导致校正的调制，而且PLL的动态主要单独受绝对电荷泵电流变化的影响，并且与在Kvco中的扩展无关。
现在将描述PLL调准控制电压的导出：这是为了消除对PLL动态的依赖而设计的。本发明被设计成对于数据速率大于PLL带宽的情况最有效。通过仅相关高的频率，对PLL带宽的影响被基本上降低了，并且与如果需要长序列的调制相比较，该相关器将更迅速地校正误差。这将减少对于用于VCO增益调整值的存储器装置的需要量。为了实现这些，本发明试图利用所有的装置实施高通滤波器和反转门的使用，以提取调制的高频成分，与使用一个重复取样增量求和调制器一起使调制的高频成分以高精度施加于PLL和相关器，因此尽管仅使用总的调制输入的一部分，保持了调制调整的精度。
作为在图(6)中举例说明的下列描述适用于举例来说本发明的优选实施例，虽然备选方案实施例是可能的，并且对那些本领域技术人员来说是显而易见的。但是，在目前的优选实施例中，为了获得调准控制信号Ka和Ipa，调制的瞬时频率偏差经一个高通滤波器(31)被施加于乘法器(29)的一个输入端，乘法器(29)是作为相关器实施的，高通滤波器(31)消除调制的低频分量。滤波保证仅调制的高频分量被施加于相关装置，相关装置较少受到PLL动态的影响。电荷泵输出(5)是表示在PLL中的相位误差。这些被在微分器(27)中求微分，以转换其为频率误差，并且这些同时提供消除在环路内任何DC偏移量的功能。微分器(27)的输出通过低通滤波器(28)被施加在乘法器(29)的第二输入端上，以消除增量求和(24)噪音波形的成分。在相关器乘法器(29)之后，提供了一个电子开关(gate)(32)，每当出现位反转时其关闭。当出现位重复的时候，这些很可能受到PLL动态的影响，因此该电子开关被打开以阻止它们降低相关器的有效性。另外，该电子开关还可以安置在33和34，虚线示出的这些方框表示可选择的这些位置。此外，在调制器的输出端提供了一位延迟(35)，以帮助反转电子开关的定时。
取决于哪一个最便利，所有的这些功能可以以或者数字或者模拟方式实施。例如，相关器滤波器(30)的输出可以被施加于如图7所示的一对比较器(36、37)，取决于在相关中误差的方向，它或者递增或者递减计数器(38)。这个计数器仅仅是实施可被用于本发明积分器的一个方法，以及一个备选装置是使用标准的模拟或者开关电容器集成装置，该选择通过是否使用硅面积或者启动时间是优选的而设置。这个向上/向下计数器通过一个低分辨率数模转换器(DAC)(34)被转换为一个模拟电压。该DAC提供调制校正信号Ka给调制调整装置(21)，以及提供电荷泵校正信号Ipa给电荷泵调整装置(27)。控制信号的整个结果将调整施加于VCO调制的幅度，使得VCO的调制，以及由于增量求和调制器在相位检测器的输入端互相抵消。以这种方式，获得一种自动调整PLL。
从上述的讨论中将清晰可见，本发明综合了不同的现有技术结构特点以给出一个产生新的结构特点的新的组合。但是，除了新的组合之外，本发明的结构包括两个在任何有关的现有技术领域中未发现的附加的特点。这两个特征是：
i)使用频率而不是相位误差驱动校正功能；以及
ii)使用反转电子开关。
关于第一个特征，相位检测器的输出被求微分，因此给出瞬时频率误差而不是相位误差。这能够从相位检测器的输出中消除DC偏移量。另一个优点是对于所有的数字传输系统，与可以是没有限制的相位相反，调制信号的频率范围必须保持在严格限制之内。因此，频率误差信号具有较好限定的幅度。这改善了相关器的工作。
关于第二个特征，使用反转电子开关消除对调制的低频分量的依赖。这消除对PLL的环路BW的操作的依赖，因此简化了组件选择。此外，这将加速校正处理，因此减小存储系数需要量。
本发明的最后结果是一个发射机电路结构，它的动态是由在电荷泵电流中的扩展和环路滤波器值确定的，其扩展大体上小于VCO增益扩展，尤其是如果该振荡器是被集成的。因此，本发明代表在目前工艺水平上很大的改善，并且提供了其多个优点。