直流-直流变换器的控制装置和方法 【发明领域】
本发明涉及直流-直流(DC-DC)变换器的控制装置和方法。更具体地说，本发明涉及在斩波型DC-DC变换器中的开关控制。发明背景
通常，有关电源电路中输出电压的反馈控制技术已众所周知，其中之一在日本公开特许公报6-284590号中已有说明。
有人建议在车辆中安装一高压电池(36V)和一低压电池(12V)来驱动车辆驱动马达并驱动低压电器设备系统。在车辆中采用了一种在低压电池的电压下降时用一个DC-DC变换器降低高压电池的电压来使低压电池充电的系统。在此系统中，对DC-DC变换器的输出电压进行反馈控制，低压电池就可在稳定的条件下进行充电。
但是，当高压电池的电压在引擎启动而突然发生变化时，输出电压的反馈控制不能应付高压电池如此突然的电压变化。所以，这种变化的电压就可能输入到低压电池，尽管人们想要输入的是一个预定的电压。发明内容
本发明的目的就是提供一种即使在输入电压变化时也能控制DC-DC变换器的输出电压的装置和方法。
按本发明的第一方面，通过对DC-DC-变换器中配备的开关进行断开/接通控制来控制DC-DC变换器的输出电压的控制装置包括一种输出控制信号的控制装置，所述控制信号利用定时t1和t2控制开关的断开/接通，以便从DC-DC变换器地输入电压Vin获得目标输出电压Vout0并由所述控制装置前馈控制所述DC-DC变换器。
按本发明的第二方面，通过对斩波型DC-DC变换器中配备的一对开关进行断开/接通控制来控制DC-DC变换器的输出电压的控制装置包括一种输出一对控制信号的控制装置，这两个控制信号利用定时t1和t2控制各自开关的断开/接通，以便从DC-DC变换器的输入电压Vin获得目标输出电压Vout0并由所述控制装置前馈控制所述DC-DC变换器。定时t1和t2可由满足方程(Vin-Vout0)·t1＝Vout0·t2的时间来定义。和传统的对DC-DC变换器的输出进行反馈控制的控制装置不同，本发明的控制装置对所述两个开关进行前馈控制，即使在输入电压发生变化时也可限制输出电压的变化。
所述控制装置最好包括：将输入电压Vin和目标输出电压Vout0(Vin-Vout0)变换为电流的第一电压-电流变换装置；将目标输出电压Vout0变换为电流的第二电压-电流变换装置；连接到第一电压-电流变换装置的第一开关；连接到第二电压-电流变换装置的第二开关；连接到第一和第二开关并用预定的最大极限值和预定的最小极限值来比较输入电压的比较装置；以及用于进行断开/接通控制的断开/接通装置，其方法是：将比较装置的输出和倒相输出分别提供给所述第二和第一开关，以便利用所述比较装置的输出和倒相输出作为控制信号对所述DC-DC变换器中的两个开关进行前馈控制。
按照本发明，所述控制装置还可以包括一种通过对所述DC-DC变换器的输出电压进行反馈控制来调节目标输出电压Vout0的反馈控制装置。
按照本发明，最好还具有一种能在DC-DC变换器工作后立即处理所述两个控制信号从而缩短DC-DC变换器中两个开关的接通定时的装置。
在利用反馈控制装置时，输出侧的电压可能会暂时指示在DC-DC变换器开始工作后由于反馈作用而产生的异常值。于是，在工作刚刚开始时，将两个开关的接通定时(ON定时)缩短以限制电流量，避免在输出侧产生异常值。这就保证了稳定的工作。缩短开关的接通定时的装置可以做成一种利用电容器的端子电压变化的电路结构，所述端子电压变化是由控制信号以及由电容器，比较器和控制电压信号相结合的控制电压信号对电容器进行充电/放电控制而产生的。
按照本发明，利用在高电压和低电压两个电源系统中采用DC-DC变换器的方法，高电压电源的输入电压Vin可降到目标输出电压Vout0的电平并提供给低电压电源。
按照本发明的第三方面，一种通过对DC-DC变换器中的开关进行断开/接通控制来控制DC-DC变换器的输出电压的DC-DC变换器的控制方法，所述方法包括以下步骤：输出控制信号，用以利用定时t1和t2控制开关的断开/接通，以便从DC-DC变换器的输入电压Vin获得目标输出电压Vout0，其中对所述DC-DC变换器进行前馈控制。
按照本发明的第四方面，一种通过对DC-DC-变换器中的两个开关进行断开/接通控制来控制DC-DC变换器的输出电压的斩波型DC-DC变换器的控制方法，所述方法包括以下步骤：输出两个控制信号，用以利用定时t1和t2控制开关的断开/接通，以便从DC-DC变换器的输入电压Vin获得目标输出电压Vout0，其中对所述DC-DC变换器进行前馈控制。附图简介
图1为本发明的第一实施例的示意系统图；
图2是图1所示的第一实施例的电路结构；
图3是DC-DC变换器的工作说明图；
图4是滞后比较器的工作说明图；
图5A到图5E示出图2所示的每一部分的定时图；
图6为本发明的第二实施例的主电路结构；
图7示出图6所示的每一部分的定时图；
图8为本发明的第三实施例的主电路结构；
图9为本发明的第四实施例的DC-DC变换器的电路结构；
图10A到图10B示出图9所示的每一部分的定时图；
图11为本发明的第五实施例的DC-DC变换器的电路结构。优选实施例的详细说明
现结合附图说明本发明的每个实施例，首先说明高电压电池的电压由DC-DC变换器降低并提供给低电压电池的情况。
图1示出按本发明的第一实施例的电路结构。36V电池10和12V电池14分别用作高低电池。DC-DC变换器12连接在36V电池10和12V电池14之间。在此实施例中，DC-DC变换器12是一个斩波型DC-DC变换器，它通过控制两个开关的断开和接通将36V转换为12V。两个开关由来自控制部分20的控制信号来控制其断开和接通。控制部分20靠输入来自36V电池10的电压Vin对这两个开关进行前馈控制，并通过经由差分放大器16和PID电路18返DC-DC变换器12的部分输出电压Vout来进行反馈控制。
图2示出图1的DC-DC变换器12和控制部分20的电路细节。首先说明DC-DC变换器12的详情。DC-DC变换器12包括一对开关SW1和SW2，线圈L1和电容器C1。开关SW1的一端连接到高电压电池10，开关SW2的一端接地。开关SW1和SW2的另一端都连接到线圈L1。线圈L1的输出端连接到电容器C1，另一端接地。
图3示出当两个开关SW1和SW2被控制而分别在定时t1和t2断开和接通时DC-DC变换器12的A点处的电压。两个开关SW1和SW2被交替控制而断开和接通，A点的电压波形是在近似零电压和输入电压Vin之间变化的矩形波。通过对线圈L1和电容器C1求平均值得出输出电压Vout。换句话说，图3中区域100和区域102相等，于是，为了使DC-DC变换器12的输出电压Vout成为所需的目标电压Vout0，给出以下方程：
(Vin-Vout0)·t1＝Vout0·t2 (1)
将满足以上方程的接通时间t1和t2用到开关SW1和SW2上来获得目标电压Vout0。控制部分20将控制信号提供给DC-DC变换器12来控制DC-DC变换器12的输出电压。
参阅图2来说明控制部分20，控制部分20包括：计算来自高电压电池10的输入电压Vin和目标电压Vout0之间差值的减法器20b；将来自减法器20b的电压(Vin-Vout0)变换为电流的电压-电流变换器(V-I变换器)20c；将电压Vout变换为电流的电压-电流变换器(V-I变换器)20d；开关SW3、SW4；电容器C2；滞后比较器20e和倒相器20f。
来自减法器20b的电压(Vin-Vout0)输送到V-I变换器20c、被变换为电流I1、然后输送到开关SW3。开关SW3的另一端连接到电容器C2和滞后比较器20e并且由电容器C2利用电流I1充电。端子电压加到滞后比较器20e上。
滞后比较器20e具有高阈值和低阈值，当输入电压由低阈值增加到高阈值时输出零(0)，当输入电压超过高阈值后下降到低阈值时输出壹(1)。滞后比较器20e的部分输出作为控制信号S2加到DC-DC变换器12的开关SW2上，并同时作为开关SW4的断开/接通信号加到开关SW4上。滞后比较器20e的输出通过倒相器20f作为控制信号S1加到DC-DC变换器12的开关SW1上，并同时作为开关SW3的断开/接通信号加到开关SW3上。
图4示出滞后比较器20e的输入电压的变化。在图4中，x轴表示时间，y轴表示输入电压(图2中的B点)。首先，滞后比较器20e的输入电压处在高低阈值之间，并且当输出指示为“0”时，“0”信号、也就是断开信号输出到开关SW4。另一方面，当从倒相器20f输出倒相信号“1”时、“1”信号、即接通信号(ON信号)输出到开关SW3，使电容器C2被来自V-I变换器20c的电流I1充电。在此工作过程中，控制信号S1接收与开关SW3中的“1”信号相同的“1”信号(接通信号)。随着电容器C2的充电，端子电压上升，达到高阈值。达到高阈值的时间与电流I1的值、也就是与电压(Vin-Vout0)成反比。当输入电压超过阈值时，滞后比较器20e的输出由“0”变到“1”信号，相应地，“1”信号(接通信号)输入到开关SW4使开关SW4接通。控制信号S2接收“1”信号(接通信号)。由于倒相器20f的输出信号由“1”变到“0”信号，开关SW3接收“0”信号(断开信号)而使开关SW3断开。电容器C2放电，电流I2流过开关SW4，此开关由输出电压Vout0和变换输出电压Vout0的V-I变换器20d所限定。滞后比较器20e的输入电压下降，达到低阈值。达到低阈值的时间与放电电流I2、亦即与目标电压Vout0成反比。当滞后比较器20e的输入电压下降到低于低阈值时，滞后比较器20e的输出从“1”改变为“0”信号、断开开关SW4并接通开关SW3，此后电压发生类似变化。
如上所述，从低阈值到达高阈值的时间，亦即使控制信号S1为“1”信号(接通信号)的时间与(Vin-Vout0)的值成反比，而从高阈值到达低阈值的时间，亦即使控制信号S2为“1”信号(接通信号)的时间与Vout0的值成反比。开关SW1和SW2分别用与(Vin-Vout0)和Vout0的值成反比的时间来控制其接通。现在参阅方程(1)，满足所述方程的定时t1和t2是分别与(Vin-Vout0)和Vout0的值成反比的时间，控制部分20最终将满足方程(1)的控制信号S1和S2输出到DC-DC变换器12的相应的开关SW1和SW2。这样，DC-DC变换器12的输出电压就可控制为目标电压Vout0。
这样，控制部分20可以对DC-DC变换器12的输出电压进行前馈控制。按此前馈控制方法，即使在用作高电压电池的36V电池10的输出电压变化时，也可抑制这种电压变化向低电压电池12的传送。
但仅用控制部分20作前馈控制而获得对DC-DC变换器12的输出电压的精确控制且在短时间内控制为目标电压Vout0仍然很困难。所以，按此实施例，控制部分20除了前馈控制外还应用了反馈控制。
如上所述，控制信号S1和S2是由控制部分20输入值(Vin-Vout0)和Vout0而产生，目标电压Vout0是用加法器20a加上参考电压Vref1和反馈电压Vfb而产生。这可表示为Vout0＝Vref1+Vfb。Vref1的值固定为12V的目标电压。另一方面，Vfb的值由DC-DC变换器12的输出电压Vout通过差分放大器16和PID电路18来定义。Vref2的值固定为12V的目标电压，与Vref1的值类似。当输出电压Vout和Vref2的值之间发生差异时，由此差值产生值Vfb，且Vout0的值被校正。另一方面，如果Vin的值发生变化，由反馈控制保持着校正量Vfb，则值(Vin-Vout0)就改变，起前馈控制作用以便保持输出电压Vout恒定不变。
图5A到图5E示出所述实施例的电路结构的定时图。图5A示出值Vin、亦即36V电池10的电压的时间变化。所述电压加在DC-DC变换器12的开关SW1上，也加在控制部分20的减法器20b上。通常，值Vin设定为恒定的36V，但对车辆的引擎启动作出响应而可改变。在图5A中，电压变化以数字104表示。图5B示出DC-DC变换器12的输出电压Vout的时间变化。交替开关开关SW1和SW2，使高电压36V降到12V。刚启动后的值是0V，由于与参考值Vref2在数值上的差，产生了差值Vfb，使值Vout0被校正。用Vout0的值进行前馈控制，收敛到12V。图5C示出值Vfb的时间变化，此值用于反馈控制。图5D示出值Vout0的时间变化，此值由值Vref1和Vfb之和来定义。当输出电压与值Vref1不同时，其差值作为Vfb被反馈并被校正。图5E示出值(Vin-Vout0)的时间变化，并以比较的方式示出本实施例的进行反馈控制和不进行反馈控制的结果(图中的虚线)。当进行反馈控制时，反馈电压Vfb校正值Vout0，相应地，值(Vin-Vout0)比无反馈控制的情况要小此校正量。值Vin的变化104不会对值Vout有影响，因为值(Vin-Vout0)的变化随着开关SW1和SW2工作方式(duty)的变化而被前馈控制所吸收。
相应地，将前馈控制和反馈控制结合起来，即使在36V电池10发生电压变化时，此变化也可被抑制，而从DC-DC变换器12稳定地输出12V目标值。
其次，结合附图6和7参阅本发明第二实施例。与第一实施例相同的元件和结构，其编号亦相同，故其详细说明在此省略。
按照第一实施例，使用的是斩波型DC-DC变换器12，在启动时，如果反馈系统的起始值是分散的(很大程度地偏离到或正侧或负侧)，则在输出端Vout就会产生过量电压，并会发生电压升高而使目标电压12V增高，即使本想将电压从36V降到12V。
图6示出避免此种不想要的情况的电路结构。此电路的功能就是避免过量电压以及电压的升高，其方法是逐渐增加开关SW1和SW2的接通时间从而限制启动(软启动)时的电流。
在刚启动工作时能缩短开关SW1和SW2的接通时间的软启动电路由以下元件组成：电压-电流变换器22和24；开关26和28；两个电容器C；以及比较器30和32。软启动电路设置在控制部分20和DC-DC变换器12之间，如图2所示，控制部分20的信号S1和S2加到开关26和28上作为各开关的断开/接通信号。确定从启动开始的渐变定时的控制电压J(电压J是由例如ECU产生的，作为由ECU检测的启动触发器)被输送到V-I变换器22和24。控制电压J表示电压从启动到预定值的逐渐增加的变化，执行软启动的时间由到达预定值的时间确定。V-I变换器22和24各连接到开关26和28的一端。开关26和28的另一端都接地。开关26和28的一端分别连接到电容器C以及比较器30和32的非倒相输入端。
把参考电压Vref输入到比较器30和32的每个倒相输入端。比较器30和32的输出分别加到两个开关26和28上，作为它们的断开/接通信号。
图7示出每一部分的电压定时图。控制电压J在启动时从ECU(未示出)中输出，并被输送到V-I变换器22和24。控制信号S1和S2通过前馈控制(更准确地说是前馈控制和反馈控制相结合)从控制部分20输出。控制信号S1和S2被交替地接通和断开。信号S1的ON(接通)时间，也就是开关的接通时间与值(Vin-Vout0)成反比，信号S2的接通时间，也就是开关的接通时间与值Vout0成反比。由于信号S1是加在开关28上，信号S2是加在开关26上，当信号S1是ON时，开关28是ON(接通)，开关26是OFF(断开)，而当当信号S2是ON时，开关26是ON(接通)，而开关28是OFF(断开)。
当开关26是OFF，开关28是ON时(如果信号S2是OFF)，电容器C由来自V-I变换器22的电流充电，比较器30的非倒相输入端的电压增高。当开关26从OFF改为ON时(信号S2从OFF变为ON)，电容器C放电，比较器30的非倒相输入端的电压下降。相应地，G点的电压、即比较器30的非倒相输入端的电压，随信号S2为OFF的定时而增高或下降，如图7所示。G点的电压增高取决于控制电压J。当控制电压J低时(刚刚启动后)，G点的电压等于或小于值Vref。当控制电压J增高时，G点的电压相应地增加到超过参考电压Vref。然后比较器30的输出从“0”变到“1”(接通信号或ON信号)。比较器30的输出是图中E点的时间变化，当所述值超过参考值Vref时输出接通信号(ON信号)。当控制电压J等于或大于预定值时，当信号S2为OFF，也就是，信号S1是ON时，G点的电压增高并超过参考值Vref，值J超过参考值Vref，E点的电压，亦即要加到DC-DC变换器12的开关SW1上的输出信号随信号S1为ON的定时以及随控制电压J的控制定时而变为ON。于是，信号S1的ON时间就可缩短。
当开关28是OFF，开关26是ON时(如果信号S1是OFF)，另一电容器C由来自V-I变换器24的电流充电，比较器32的非倒相输入端的电压增高。当开关28从OFF改为ON时(信号S1从OFF变为ON)，电容器C放电，比较器32的非倒相输入端的电压下降。相应地，H点的电压、即比较器32的非倒相输入端的电压，随信号S1为OFF的定时而增高或下降，如图7所示。H点的电压增高取决于控制电压J。当控制电压J低时(刚刚启动后)，H点的电压等于或小于值Vref。当控制电压J增高时，H点的电压相应地增加到超过参考电压Vref。然后比较器32的输出从“0”变到“1”(接通信号或ON信号)。比较器32的输出是图中F点的时间变化，当所述值超过参考值Vref时输出接通信号(ON信号)。当控制电压J等于或大于预定值时，当信号S1为OFF，也就是说，信号S2是ON时，H点的电压增高并超过参考值Vref，值J超过参考值Vref，F点的电压、亦即要加到DC-DC变换器12的开关SW2上的输出信号随信号S2为ON的定时以及随控制电压J的控制定时而变为ON。于是，信号S2的ON时间就可缩短。
这样，在启动时就可缩短交变控制开关SW1和SW2的接通的时间并逐渐增加ON时间，以便限制启动时的电流量。
第一和第二实施例的说明中都是用36V电池来充电12V电池。但应指出本发明不限于上述实施例，本发明适用于利用DC-DC变换器的任何系统。
下面参考图8说明本发明的第三实施例。上述实施例的系统使用DC-DC变换器12的两个开关SW1和SW2，但本发明不限于这种系统，也可适用于有一个开关的DC-DC变换器。在这种情况下，定时t1对应于所述单开关的接通定时，定时t2对应于此开关的断开定时。
图8示出具有一个开关的DC-DC变换器12的电路结构。与图2所示电路不同之处在于图2中的开关SW2由二极管D所替代。此时，对定时t1，SW1为ON；对定时t2，SW1为OFF，对系统的作用与图2类似。当开关SW1从OFF态变为ON时，电流不断的经过线圈L1流向右边，如图8所示，使二极管D接通(ON)，起到图2中开关SW2的同样作用。
下面参考图9和图10说明本发明的第四实施例。在前述的实施例中使用的是斩波型DC-DC变换器12，但本发明不限于斩波型，任何其它类型，例如正向型DC-DC变换器，都可适用于本发明。
图9示出正向型DC-DC变换器的电路。DC-DC变换器12由单一开关SW1，变压器，二极管D1和D2，线圈和电容器构成。开关SW1的一端连接到高压电池，另一端连接到变压器的初级侧。变压器的布线是N：1，并且二极管D1，二极管D2，线圈和电容器均连接到变压器的次级侧。
按照这种结构，(变压器)次级输出的电压是初级电压的N分之一。在定时t1，开关SW1为ON(接通)使次级电压增高时，二极管D1导通(ON)，将电压Vin/N加到线圈上。当开关SW1从ON态变为OFF(断开)时(OFF定时：t2)，次级电压过冲到负侧，但二极管D1断开(OFF)，流经线圈的电流继续流动，使二极管D2导通(ON)，从而保证了电流通路。线圈的二极管侧的电压约为零(0)。
图10A和10B示出图9所示的正向型DC-DC变换器12的定时图。图10A示出图9中“a”部分的波形，图10B示出图9中“b”部分的波形。如图10A所示，当开关SW1在定时t1接通(ON)时，变压器的初级电压为Vin。当开关SW1变为OFF时，电压过冲，收敛到零。另一方面，如图10B所示，变压器次级的电压Vout在定时t1为Vin/N，在定时t2变为零。于是，可将定时t1和t2设定为满足以下方程：
(Vin/N-Vout0)·t1＝Vout0·t2
下面参考图11说明本发明的第五实施例。在此实施例中可使用推挽型DC-DC变换器作为本发明的DC-DC变换器。图11示出推挽型DC-DC变换器的电路结构。DC-DC变换器12由四个开关SW11、SW21、SW12和SW22，变压器，二极管D3和D4，线圈和电容器构成。
在此结构中，重复进行以下循环：
(1)接通开关SW11和SW22；
(2)断开所有开关SW11、SW12、SW21和SW22；
(3)接通开关SW12和SW21；
(4)断开所有开关SW11、SW12、SW21和SW22。
在步骤(1)，变压器次级产生电压Vin/N，导通二极管D3。在步骤(2)和(4)，理想的是在次级不产生任何电压，但会产生一个感应电压。在步骤(3)，变压器次级产生电压Vin/N，导通二极管D4。
于是，在步骤(1)和(3)的ON定时t1和步骤(2)和(4)的OFF定时t2按以下方方程计算：
(Vin/N-Vout0)·t 1＝Vout0·t2
根据本发明的各实施例，即使在输入电压变化时，都可以将DC-DC变换器的输出电压控制成为所需电压。