在数字通信通路上进行自适应信道 均衡的训练阶段的方法和装置 本发明涉及根据权利要求1的前序部分的、用于在数字通信通路上进行自适应信道均衡的训练阶段的方法，其中所述数据传输信道具有信号频谱上的阻带(或若干阻带)。
本发明还涉及根据权利要求6的适合于在数字通信通路上进行自适应信道均衡的训练阶段的装置，其数据传输信道具有信号频谱上的阻带(或若干阻带)，本发明还涉及根据权利要求11的发射机和根据权利要求13的接收机。
在说明先有技术和本发明的特征的文本中，使用了以下缩略语：
CAP 无载波幅度和相位调制
DFE 判决反馈均衡器
FFE 前馈均衡器
LMS 最小均方值
PAM 脉冲幅度调制
QAM 正交调幅
RX 接收器
TX 发射器
TML Tomlinson-Harashima预编码器
用作用户连接地铜有线线路将用在越来越高速度的数据传输。传输速度似乎有可能达到每秒数十兆比特或更高。此时，调制信号的带宽将在10MHz左右。
当调制带宽达到兆赫范围时，不同种类的射频干扰就会出现问题，特别是当使用架空电缆作用户连接时。调制解调器接收器(RX)也可能受到发射广播信号的无线电台或业余无线电台的干扰，它们的射频传输可能由架空电缆捕获，引起所谓复对绞电缆中的横向干扰信号分量，从而以一种引起干扰的方式到达调制解调器连接的接收器。反之，调制解调器连接可能干扰无线电台的听众或业余无线电台的接收，因为在复对绞电缆中传播的调制信号的功率频谱含有上述射频频带的能量，而一部分此能量会辐射到环境中。
由调制解调器连接的发射器引起的射频干扰可以用对调制解调器输出信号的功率频谱进行滤波使其在易受干扰的频段没有发射的方法来消除。此处需要的带阻滤波器可以用模拟、数字或这两种技术一起来实现。通过电缆耦合到调制解调接收电路的射频干扰可以通过向接收器(RX)提供适当的带阻滤波器来将其滤除，该带阻滤波器可以用模拟、数字或这两种技术一起来实现。
在快速调制解调器中，信号处理通常是以数字方式进行的，即接收信号先由模拟-数字变换器(AD变换器)转换成数字格式。由于射频干扰的发射电平很高，可与接收的数据信号电平相比拟，所以，在AD变换器的动态范围的最佳利用条件下最好用设置在AD变换器前面的模拟技术带阻滤波器将射频干扰至少消除到一定程度。
在调制解调器连接中，信号传输通路(电缆、线路变压器、滤波器等)引起信号的幅度和相位失真，这种失真通常用设置在接收器、发射器或部分设置在这二者中的均衡器来补偿。用在接收器、发射器或这二种通信装置中的带阻滤波器对于信号失真特别成问题，因为这些滤波器在信号频谱上形成信号消除阻带，从而也阻止了或严重削弱了数据信号中某些频率成分的传输。在以下的讨论中，认为设置接收器、发射器中或部分设置在这二者中的带阻滤波器形成所述传输信道的一部分。
常用在调制解调器中的基于线性调制系统(PAM，AM，AP)的均衡技术将采用自适应线性均衡器(FFE)和自适应反馈均衡器。如果反馈均衡器设置在接收器中，它被称为判决反馈均衡器(DFE)，如果设置在发射器中，就称为Tomlinson-Harash ima预编码器(TML)。系统可同时配有DFE和TML。此外，线性均衡器可以设置在接收器、发射器中或一部分设置在发射器中而另一部分设置在接收器中。
下面，先讨论数字通信信道的自适应均衡器的训练阶段。该信道上使用的线路码可以是正交幅度调制(QAM)或是无载波幅度和相位调制(CAP)。图1示出使用传统技术实现的系统模型，其中接收器配备有自适应线性均衡器(FFE)和自适应判决反馈均衡器(DFE)(参阅Lee & Messerschmitt)。在信道噪声模型中包括固定的滤波器和调制方案。 输出的比特流被编码成符号(S)，通过信道2发送出去。在接收器中，信道2的输出信号由均衡器(FEE和DFE)处理，根据均衡的信号对符号(S’)作出判决。产生分解的符号(S’)的判决也称为估计的接收符号。根据由接收器(RX)分解的所述估计的接收符号恢复发送的比特流。两个自适应均衡器都在建立连接时进行的训练阶段中适应于信道的特性。在数据传输阶段，还要不断地调节这些自适应均衡器以便补偿信道2中可能的变化。均衡器的适配和控制是借助于最小均方值(LMS)算法根据接收信号的检测误差(e)进行的。
图2示出根据先有技术的另一系统(参阅Lee &Messerschmitt)。接收器具有自适应线性均衡器(FFE)，而发射器具有反馈均衡器(TML型)。在训练阶段，该系统也以与图1中所示的相同的方式、利用线性均衡器(FFE)和判决反馈均衡器(DFE)工作。在训练阶段结束时，判决反馈均衡器(DFE)的抽头加权值通过上游辅助信道发送到发射器，在那里被用在Tomlinson-Hara shima预编码器(TML)的配置中。
训练自适应信道均衡器使之适应发射信道特性的常用方法是盲目训练(用数据进行)和强制训练。在盲目训练时，发射器(TX)在训练阶段发射类似于正常数据传输状态的信号而接收器(RX)对于发送来的符号没有先验的信息。因而，盲目训练是基于接收信号的统计特性，由此接收器可将均衡器调节到正确状态(例如假定符号群中的每一个符号以同等的统计概率发生)。一般在训练阶段需要使用专用的训练检测器，使用方式与例如某些类型的声频调制解调器中使用的循环检测器相同。图3示出盲目训练的各功能步骤的定时图。在强制训练时，接收器(RX)对于发射器在训练阶段发送来的数据(例如训练序列)有先验的信息。均衡器的调节是基于先验的已知训练序列和接收信号之间差值。妨碍强制训练的一个问题是发射器(TX)必须在训练序列开始的瞬间将信令信息提交给接收器(RX)。在实际的信道条件下，以足够高的定时精度发送该开始信号常很困难。图4示出强制训练各功能步骤的定时图。
在盲目训练中，设置在信号频谱上的阻带会产生问题。为了产生这种阻带，通信信道的转移函数必须具有可落在数据信号的频谱内的一个或多个零点。这些频谱零点大大恶化了数据信号中某些频率成分的传输、以致就信道均衡而言，更正确的是要讨论完全阻碍数据信号以信道频谱零点的频率成分传输的那些传输信道频谱的零点。线性均衡器(FFE)不能完全补偿信道频谱零点造成的失真，因为完全补偿信道转移函数的频谱零点需要在传输信道的每一个频谱零点的频率上线性均衡器的转移函数具有无限大的增益。换句话说，当信道的转移函数中有频谱零点而只有一个线性均衡器(FFE)时，均衡器的输出不可避免地带有一定程度的符号间干扰(ISI)。与线性均衡器(FFE)输出端的信号能量成正比的符号间干扰程度取决于诸如频率零点的数量、频率以及Q-值等因素。符号间干扰如同噪声一样把对接收信号的正确判决复杂化了。另一方面，符号判决的很高比例应是正确的、以便使判决反馈均衡器(DFE)适应而对信道失真进行补偿。因此，如果信道转移函数具有这种频谱零点，以致单独一个线性均衡器(FFE)不能为判决反馈均衡器(DFE)的适配给出足够好的符号误差率，那么盲目训练就失败。
本发明的一个目的就是要克服上述技术的缺点并提出一种完全新型的方法和装置可用在数字通信信道上。
本发明的目的是用以下方法达到的：在阻带不是数据信号频段的零频率的信道上训练自适应均衡器，其方法基本上与盲目训练类似，但在训练阶段使用的符号群可使线性均衡器(FFE)自己就能形成这样一种形势，即有足够高比例的符号判决是正确的、以便使判决反馈均衡器(DFE)适应信道失真的补偿。这样，发射器(TX)就不需要将训练序列的准确的开始时刻发送给接收器(RX)。
更具体地说，本发明的方法的特征如权利要求1的特征部分所述。
此外，本发明的装置的特征如权利要求6的特征部分所述。
本发明的发射器的特征如权利要求11的特征部分所述。
本发明的接收器的特征如权利要求11的特征部分所述。
本发明提供了很有意义的优点。
本发明有可能甚至在信道具有数据信号频谱上的阻带时，自适应滤波器对信道失真的训练也不需要发射器将训练序列的准确开始时刻发送给接收器(RX)。
下面结合附图所示的示范实施例更详细地说明本发明，附图包括：
图1是先有技术进行信道均衡的系统方框图；
图2是先有技术进行信道均衡的另一系统方框图；
图3示出自适应均衡器对信道失真的传统训练过程的定时图；
图4示出自适应均衡器对信道失真的另一传统训练过程的定时图；
图5示出可用在QAM和CAP调制方案中的两种符号群，以及由于位于传输信道的信号频谱上的阻带引起的符号间干扰，线性均衡器的输出状态落入其中的眼区；
图6分别示出可用在QAM和CAP调制方案中的一种可能的符号群以及适用于本发明的方法的稀疏映射的符号群。
图7示出根据本发明的自适应均衡器对信道失真的训练过程的定时图；以及
图8示出根据本发明的自适应均衡器对信道失真的训练过程的更详细的定时图。
本发明涉及适合于在下述情况下进行自适应均衡器对信道失真的训练的方法和装置，即，该信道包含一些带阻滤波器，它们在数据信号的传输频谱上产生一个或多个阻带。从以下的讨论中读者可清楚理解本方法的理论基础。
参阅图5，图中示出复平面上适用于QAM或CAP调制方案的两种可能的符号群(A和B)，并且用图解法画出眼区(L)，由于由位于传输信道的信号频谱上的阻带引起的符号间干扰，线性均衡器的输出状态落入该眼区(L)中。符号群A代表4-QAM方案(或，另一方面，4-CAP方案)，而符号群B代表16-QAM方案(或，另一方面，16-CAP方案)。符号群邻近点之间的符号间距离用字母d表示。
即使信道正好完全没有噪声，线性均衡器(FFE)的输出状态也不会准确映射在符号群的各点上，而是阻带引起的符号间干扰使符号状态分散在符号群理想点周围的眼区上。从图5可以容易地看出，符号群B的不正确符号判决的风险比符号群A显然要高，因为在符号群B中对应不同符号点的眼区(L)相互叠加。
围绕符号映射点的眼区(L)与符号间干扰成正比。借助于传统的信号分析，可知符号间干扰的强度又与信号功率成正比。
本发明基于以下概念：
1)由线性均衡器输出端的信道阻带引起的符号间干扰的强度，以每个符号的眼区(L)表示，与信号功率成正比。
2)符号群邻近点之间的符号间距离(d)与信号功率、从而与眼区(L)的比可以用使符号群更稀疏的方法来增加。
上述理由的必然推论就是当使符号群更稀疏时，不正确符号恢复判决的比例就更小。
本发明对训练自适应均衡器对信道失真作补偿的方法与传统的盲目训练方法类似，不同处在于在训练阶段使用了较稀疏的符号群，这就有可能甚至用单独一个线性均衡器(FFE)就能使很高比例的符号判决都是正确的，这就允许判决反馈均衡器(DFE)被训练作信道失真的补偿。
参阅图6，图中示出可用在QAM和CAP调制方案中的一种可能的符号群A，以及适用于本发明的方法的稀疏映射的符号群B。稀疏符号群(B)是从数据信号状态的原始符号群(A)中只选用最角落的点而形成的。此处应注意，在训练期间使用的符号群的不同符号状态数一般都小于实际数据传输时使用的符号群的符号状态数。有利的是，在本发明的方法中，在训练期间使用的稀疏符号群的符号点与图6所示的原始符号群的相应符号点相吻合。虽然该特性并不是所有情况都需要，但它通常可使从训练阶段转换为实际数据传输状态更为容易。
显然，稀疏符号群也可用于在发射器(TX)和接收器(RX)之间传输信号。
本发明方法的功能步骤示于图7所示的定时图。此时，发射器(TX)在训练期间利用稀疏符号群发送数据。接收器(RX)利用对应的稀疏符号群的类似(稀疏)检测器来调节均衡器。在均衡器已被训练了一段时间或已达稳定状态之后，假定在检测器的输入端可测量的误差已足够低时，系统就可转换到数据传输。在发射器(TX)端，转换到数据传输就意味着采用数据传输状态的符号群，而接收器(RX)则以另一种方式从稀疏符号群转换到检测器对应的数据传输状态的符号群。至于发射器(TX)和接收器(RX)之间的相互定时，只要发射器(TX)利用稀疏符号群发送数据一定时间，使接收器(RX)在发射器(TX)转换到数据传输之前可以结束其均衡器的训练即已足够。在实际中，可利用预定状态间隔作到这一点。
图8示出利用本发明的方法进行可能的训练阶段序列的更详细的定时图。发射器(TX)在训练期间利用稀疏符号群发送数据，符号群的各点与数据传输状态中使用的符号群的各点一致。在训练开始时，接收器(RX)把线性均衡器(FFE)和判决反馈均衡器(DFE)的抽头增益初始化为零。然后，利用稀疏符号群借助于LMS算法调节线性均衡器(FFE)中某些抽头(1到10)的增益。被调节的抽头是从希望其主抽头增益成为最大的抽头组中选择的。然后，利用稀疏符号群调节线性均衡器(FFE)的所有抽头增益。在线性均衡器(FFE)已达稳定状态或已调节了一段预定的时间之后，线性均衡器(FFE)的调节结束，训练进行到调节判决反馈均衡器(DFE)。在判决反馈均衡器(DFE)已调节了一段预定的时间或已达稳定状态之后，线性均衡器(FFE)的调节继续进行，这样在这一步，两个均衡器同时被调节。在两个均衡器已调节了一段预定的时间或系统已达稳定状态之后，用对应于正常数据传输时使用的检测器来代替稀疏符号群的检测器。由于稀疏符号群的各点与数据传输状态中使用的符号群的各点相一致，检测器之间的转换就很简单。然后，接收器(RX)好象系统中是采用的数据传输状态的符号群那样工作，而发射器(TX)像是“偶然地”继续发送仅对应于符号群某些点的数据。于是，发射器(TX)转换到数据传输状态的全符号群在接收器(RX)中不会引起瞬态效应。
如果系统恰好具有Tomlins on-Harashima预编码器(TML)，在训练期之后(或在结束时)，判决反馈均衡器(DFE)的抽头增益系数通过上游传输方向的辅助信道发送给发射器。抽头增益系数的传输可以利用稀疏符号群或数据传输状态的正常符号群进行。
参考文献
[Lee & Messerschmitt]E.A.Lee and D.G.Messerschimitt，数字通信，Kluwer Academic Publisher，1994。