在频域中的分数频率和采样速率改变 技术领域 本发明涉及无线电接收机系统， 以及更具体地， 涉及频域中在对信号的数字滤波 中的频率和采样速率调整。
背景技术 随着移动电话变得更加复杂以及能够支持多种不同的无线电标准， 比如全球移动 通信系统 (GSM)、 增强型数据速率 GSM 演进 (EDGE)、 通用移动通信系统 (UMTS)、 码分多址 2000(CDMA2000) 和时分同步码分多址 (TD-SCMA) 等等， 对数字领域中的高度自适应信道滤 波的需求变得空前的强烈。移动电话的无线电接收机已经包括了大量的数字信号处理。大 多数使用的数字滤波器基于有限脉冲响应 (FIR) 模块或无限脉冲响应 (IIR) 模块， FIR 或 IIR 模块在时域中处理有用信号。 这在功率效率和面积占用方面是足够的， 但是这在设计容 易度和自适应性方面存在严重的不足。
在频域内执行数字滤波能提供等价的性能， 但是在设计容易度、 自适应性和控制 方面有显著的改进。响应于移动电话周围的信号 - 干扰环境根据需要来提供选择性的数字 滤波器使得能够显著地节约电池消耗。
已经提出了在频域内的高度自适应数字滤波， 作为软件定义无线电 (SDR) 中的 重要创新， 例如在 Tim Hentschel 等人的 “The DigitalFront-End of Software Radio Terminals” ， IEEE Personal Communication， p.6-12， 1999 年 8 月中描述的。这种在频域 中的高度自适应数字滤波提供了比传统时域数字滤波机制更大的固有灵活性和直观控制。 将来多模式移动电话将是这种技术的核心受益者。
对频率平移的需求主要出现在支持窄带无线电标准 ( 如， GSM 和 EDGE) 的用于低 IF 操作的接收机中。将中频 (IF) 从零频率移开将减小 1/f 噪声的影响以及帮助消除 DC 偏 移。 当频率平移发生在数字领域时， 可以在基带调制解调器中解调之前将有用信号移回零。 需注意， 重要的是能够将频率平移任意的量 ( 如果仍然较小的话 )。应该注意， 如果在时域 内实现， 则频率平移包括在采样速率下对信号的重复的复数乘法， 这会消耗大量的计算资 源和电池功率。
移动电话的多模式需求意味着多比特速率， 同样意味着当有用信号通过无线电设 备的数字部分时针对有用信号需要多个采样速率。然而， 优选地针对所有模式使用单个采 样和时钟频率， 而不管需要的比特速率。这就要求在无线电设备的输出处使用分数速率匹 配 ( 即， 通常是抽取 )， 使得以正确的时间戳将数据传递到基带调制解调器。
此外， 现有的无线电系统基于在时域中对固定的抽取滤波器阵列和可编程信道滤 波器的使用， 在所述现有的无线电系统中， 使用一种类别或者其它类别的插补方案来实现 反旋和采样速率改变。这两个操作可以占数字接收机硬件的功耗的 30％。相应地， 有利的 是在频域中执行这些操作， 因为额外的功耗很少或没有额外的功耗。
发明内容因此， 本发明的一个目的是提供一种方法和实现方式， 所述方法和实现方式使能 作为频域信号处理的一部分， 来调节特定的临界信号参数。
因此， 该方法包括 ： 使用具有预定分辨率的离散傅里叶变换将信号变换到频域 ； 对频域中的信号进行滤波 ； 使用离散傅里叶逆变换 (IDFT) 将滤波后的信号变换回时域， 以 产生输出信号 ； 其中， 将频域中的信号的箱频率 ( 频率分量 ) 平移实数量 ； 以及将输出信号 的采样速率改变实数因子。
采用这种方法， 可以通过重新分配频域中的信号的箱频率， 来实现信号的精确频 率平移。这可以在几处进行 ： 第一， 在 DFT 之后滤波之前 ； 第二， 在滤波之后 IDFT 之前 ； 或 者第三， 两者的结合。通过这种方法， 可以将有用信号的频率移位至任意在零 Hz 和 ± 二分 之一采样频率之间的新频率， 受到由尼奎斯特 (Nyquist) 施加的限制。因此， 包括非常少量 的信号处理。
此外， 采用这种方法， 可以通过调节 IDFT 运算的最小相位步长来实现将采样速率 改变无理数因子。信号的时域分量保持正交， 只要它们全部是使用多个这种最小相位步长 来生成的。 此外， 可以保持对每个傅里叶分量的最终相位值的获知， 以确保与下一个信号块 的信号连续性。因此， 与执行基本 IDFT 所需的信号处理功率相比， 采样速率变化不会消耗 超出该信号处理功率或在该信号处理功率以上的附加信号处理功率。 该过程也假定没有违 反尼奎斯特 (Nyquist) 采样速率定理。
通过根据权利要求 10 的用于对时间上离散的信号进行数字滤波的装置， 还实现 了至少一个目的。
因此， 该装置包括 ： 第一变换器， 使用具有预定分辨率的离散傅里叶变换将信号变 换到频域 ； 至少一个平移器， 将频域中的信号的箱频率平移实数量 ； 频域滤波器， 对频域中 的信号进行滤波 ； 第二变换器， 使用离散傅里叶逆变换将信号变换回时域， 以产生输出信 号； 其中， 所述第二变换器包括 ： 用于将输出信号的采样速率改变实数因子的装置。
需注意该装置可以有利地用在无线电接收机系统中。此外， 根据本发明的方法能 以硬件、 软件或者两者的结合来实现。
总之， 本发明的基本思想在于 ： 高效地调整信号的频率和采样速率， 并在频域中执 行这些操作， 从而实现很少的额外功耗或没有额外功耗。除了提供频率平移和采样速率转 换， 该装置还使得更容易响应于干扰水平的改变来进行滤波器调整。 在频域中， 既容易检测 干扰水平的改变， 又容易使用信道滤波器来采取对抗这种改变的措施。
优选实施例和本发明更多的改进由独立权利要求的从属权利要求说明。 应该理解 本发明的装置和方法具有相似和 / 或等同的优选实施例和有益效果。 附图说明 参考下文描述的实施例的说明， 本发明的这些和其它方面将变得明显。在以下附 图中， 附图是示意性绘制的， 而不是按实际比例绘制的， 不同附图中相同的附图标记 ( 如果 有的话 ) 可以指相应的元素。本领域技术人员将清楚， 在不背离本发明的精神的前提下， 本 发明替换的但是等效的实施例是可能的， 本发明的范围仅由权利要求限定。
图 1 为示出了根据本发明实施例的装置的示意图， 所述装置用作无线电接收机系 统的一部分 ；
图 2 为示出了根据本发明方法的实施例的流程图 ；
图 3 为更详细说明了在时域中的箱频率的平移的示意图 ；
图 4 为示出了根据本发明实施例的输出信号的示例的曲线图， 所述输出信号的采 样速率已经改变。 具体实施例
图 1 为示出了无线电接收系统的简化示例的示意图， 其中， 更详细地示出了用于 频域数字信号处理的装置 30。来自 RF 前端 10 的输入信号被输入到模数转换器 (ADC)20 中。在这种情况下， ADC 的 20 是过采样类型的， 比如西格玛德尔塔调制器， 因此信号在解调 之前需要抽取。第一变换器 31 使用离散傅里叶变换 (DFT) 将来自于 ADC 20 的信号变换到 频域， 此后， 应用滤波函数 33， 然后第二变换器 32 使用离散傅里叶逆变换 (IDFT) 以及应用 采样速率改变 (SRC)， 来将该信号平移回时域。频域处理的重要特征是 ： 在滤波之前和 / 或 之后， 在感测点 a 和 / 或 b( 图 1 中的椭圆 ) 感测无线电信号的频率含量。这种感测便于响 应于外部干扰环境的改变来调整滤波器特性。
应注意， DFT 分辨率可以是工厂设定的、 由控制器预先计算的、 或者随着信号特性 的改变而即时计算的。虽然这里没有示出， 可以有若干 DFT 运算紧密配合地工作来最小化 处理负荷。此外， 不排除使用快速傅里叶变换 (FFT)。 频率平移可以由滤波器模块 33 任意侧的至少一个变换器 36、 36’ 来提供， 由于这 主要是对箱频率的重新标记， 所以额外的处理开销非常小。
分数重采样 (SRC) 发生在滤波器块 33 之后， 作为第二变换器 32 中 IDFT 运算的一 部分。以下将给出频移操作和速率匹配操作的更多的细节。
现在更详细地描述频率平移的方面。图 2 为示出了本文提出的方法的示例实现方 式的流程图， 根据本发明实施例， 该方法用于频率平移和采样速率调整。图 3 为更详细地示 出了在图 2 中步骤 3， 3’ 中执行的箱频率的平移过程的示意图。
根据频率平移的第一实施例， 在步骤 S1 中， 使用 DFT， 将具有低 IF(f1) 的输入信 号 ( 在图 2 的顶部以及在图 3(a) 中示出 ) 变换到频域， 从而产生复箱系数 ..b-2， b-1， b0， b1... 等 ( 图 3)。
在步骤 S2， 通常将箱系数乘以频域滤波器的系数。
在步骤 S3， 在信号通过步骤 S2 的频域滤波器之后应用频移。
箱频率通常包括整数索引值与箱频率间隔的乘积。 然而， 作为本实施例的一部分， 在步骤 S4 中， 索引值均作为实数被调节， 即， 同时具有整数部分和分数部分， 使得有用信号 ( 如图 2 的下部和图 3(b) 中所示 ) 相对于零 Hz 处或接近零 Hz 的频率移动了 Δf。
有效地， 在图 3 中的初始 DFT 箱系数 B1( 即， b-2， b-1， b0， b1 等 ) 被重新标记， 以 与新的频率集合相关联。因此， 箱值 Bv 被分配给新的箱索引 X。这产生了平移了 Δf 的新 的箱系数 B2。可以用非常少的处理资源来实现这一点。箱间隔保持不变。
在变换的第一实施例中， 在信号通过频域滤波器 ( 步骤 S2) 之后应用频移 ( 步骤 S3)。然而， 一般来说， 可以可选地 (i) 在步骤 S3’ 中在 DFT 之后立即应用频移 ； (ii) 在步 骤 S3 中刚好在 IDFT/SRC 之前应用频移 ； 或者 (iii) 在步骤 S3 和 S3’ 中在滤波步骤 S2 之 前和之后应用频移。
因此， 在变换的第二实施例中， 其中， 使用选项 (i)， DFT 箱的索引值被修改， IDFT 的索引仍然是整数值。这允许信道滤波器为实数， 即， 以零为中心。
在变换的第一实施例中， 其中， 使用选项 (ii)， 信道滤波器为复数， 即， 不对称的， IDFT 箱的索引必需被修改。
在变换的第三实施例中， 其中， 实现选项 (iii)， 当在两个位置应用相等的频率偏 移时， 在 DFT 和 IDFT( 步骤 S1 和 S4) 中均可得到潜在的益处。这允许在 DFT 和 IDFT 中使 用公共的正弦和余弦值集合， 因此节约了计算时间和存储空间。
现在更详细地描述采样速率改变方面。 分数采样速率改变 (SRC) 在步骤 S4 中作为 IDFT 函数的一部分来实现。在没有任何采样速率改变的情况下， 可以通过将箱系数的大小 乘以适当相位的余弦函数， 然后将余弦函数的全集加在一起， 来产生 IDFT 输出。每个余弦 的自变量 ( 即， 相位 ) 为应用到每个箱 ( 依据输入信号的行为 ) 上的固定相位与最小相位 步长和箱索引数值的乘积之和。最小相位步长由 2π/N 给出， 其中 N 等于 DFT 的长度 ( 即， 采样的个数 ) 和箱频率的总数。
直接 ( 即， 整数 ) 下采样方法可以针对原始集合的仅每第 n 个采样来计算 IDFT 输 出采样， 其中 n 为整数。这等价于将最小相位步长缩放因子 n。为了有效， 还假设高于新采 样频率的频率的箱系数为零或者非常小 ( 即必须不违反尼奎斯特定理 )。 对于分数 ( 或者实数 ) 速率改变， 以实数 ( 无理数 ) 来缩放最小相位步长， 以适合 所需的输出采样速率。 这将会产生具有新的 ( 并且恒定的 ) 采样间隔的新的输出采样集合。
如果在没有采样速率改变的情况下 IDFT 的输出由下式给出 ：
其中， N 为箱的个数， |Bn| 为第 n 箱的大小， 以及 φ 为由给出的最小相位步长， 则如果要实现分数采样速率改变， 则必需以因子 fs2/fs1 来缩放 φ， 因此， 对于 fout 的新 的表达变为 ：
其中其中 fs2 和 fs1 为新的采样频率和旧的采样频率。
采用该方法， 实现了一种非常经济的采样速率改变 (SRC) 方式， 其与图 2 中的步骤 4 中的 IDFT 同时执行， 因此节约了接收机系统中大量的计算负荷和功耗。这对于具有有限 功率资源的移动无线电接收机系统来说是重要的益处。
然而， 通常在数列中的最后一个采样与时间边界 T 之间存在 “剩余的” 时间间隔， 其中 T 为进入 DFT 的原始信号的周期。存储数列中该最后一个采样的傅里叶分量的相位， 以试图确保与装置所处理的下一个信号数据块的良好连续性。
图 4 通过使用 Matlab 生成的图表示出了本文提出的技术。在这种情况下， 普通 IDFT 可以使用 512 个点 (NST)， 但是信号通过各个无理实数因子 29.314159 被有效地抽取。 可以看出， 在普通 (Sa) 点和分数调节输出 (Sb) 点之间存在良好的对齐。 需注意本发明并不限于以上特定的实施例。 即， 基于包含在描述中的教导， 本发明 的各种修改和变形是可能的。
特别地， DFT 的长度不限于 2 的幂数， 可以是适于预期应用的任何数值。
此外， 本发明一般适用于使用数字处理的无线电接收机系统。 通常， 本发明适用于 软件定义无线电环境中， 例如具体与多模式移动无线终端有关。
总之， 提供了一种对时间上离散的数字信号进行数字滤波的装置和方法， 其中， 使用离散傅里叶变换将信号变换到频域， 对频域中的信号进行滤波， 使用离散傅里叶逆变 换将滤波后的信号变换回时域， 以产生输出信号， 其中， 将频域中的信号的箱频率平移实数 量， 以及将输出信号的采样速率改变实数因子。
虽然在附图和以上描述中详细地示出和描述了本发明， 但是这种示出和描述应被 当作是说明性的或者示例性的而非限制性的 ； 本发明不局限于公开的实施例。本领域技术 人员在实施要求保护的发明时， 通过阅读附图、 说明书和所附的权利要求可以理解和实现 所公开的实施例的其它变形。在权利要求中， 词语 “包括” 不排除其它元件或步骤， 不定冠 词 “一” 或者 “一种” 不排除多个。单个装置或者其它单元可以实现权利要求中所列的若干 项功能。 在互相不同的从属权利要求中列举特定的手段并不意味着这些手段的结合不能用 于改进。权利要求中的任何附图标记不构成对范围的限制。