自适应滤波系统 本发明概括地叙述信号处理滤波器，并更详细地叙述具有可变带宽频率特性的滤波器。
电子信号滤波器可用来滤除信息信号中的噪声分量，分离合成信号的低频分量与高频分量，或者广泛用来恢复信号的某一频带所含信息而滤除来自信号其它频带所含分量的干扰。
当干扰信号分量的频谱邻近于或重叠于所要恢复信号的频谱时，信号处理常会遇到难题。对这类合成信号来说，需要使用频率特性具有陡峭的向上转移频率区域的昂贵的滤波器，以便在最小的相邻频带干扰下恢复所需的信号分量。
较廉价的、具有较缓和的向上转移频率区域的滤波器也可用于滤出上述合成信号。但是，只有在所恢复的信号中容许有较高干扰电平的情况下，才能获得所需信号的完整带宽。
美国电视系统委员会（NTSC）规定的全电视信号是一个信号分量频谱重叠的例子，其亮度信号分量和色度信号分量被配置成频率交错的关系。亮度信号分量通常是行扫描频率（fh）的整数倍数，而色度信号分量则是二分之一行扫描频率（1/2fh）的奇数倍数。亮度信号分量占据从OHZ到大约4.2MHZ的频谱范围，而色度信号分量则占据着大约从2.4MHZ到4.2MHZ的频带。
我们知道，梳状特性滤波器是用于分离上述电视信号中频率交错的亮度信号分量与色度信号分量的。然而，在使用梳状滤波器的场合，由于在梳状滤波后的色度信号中存在着频率较低的亮度信号分量，还原出来的彩色图象往往会受到破坏。例如，由于这类频率低的亮度较低的亮度信号分量会产生含有斜纹线的画面。因而会降低图象的垂直分辨率，引起图象的彩色畸变。
为解决上述问题，传统的电视接收机都将梳状滤波后的色度信号送入一个低通滤波器，例如，其通带为从0到1MHZ。再把由这个低通滤波器送出的信号加到梳状滤波后的色度信号上去并从梳状滤波后的色度信号中减去。上述处理过程恢复了亮度信号的低频分量，因而提高了图象的垂直分辨率;并去除了色度分量中的干扰分量，减小了图象的彩色畸变。
由于亮度信号频谱很宽，所以可以希望从梳状滤波后的色度信号中尽可能多地恢复亮度信号分量。因此，可以要求使用宽带低通滤波器来恢复垂直细节信息。然而，在这样做了以后，在图象含有较强饱和彩色的区域内会出现杂散的斑点。这些杂散的斑点是由那些幅度足以通过低通滤波器的色度信号产生的交调颜色干扰。因此，彩色电视接收机的垂直细节信息低通滤波器的带宽通常按折衷设计，以便在不引入交调颜色干扰的条件下，提供尽可能高的垂直分辨率。
本发明下述实施方案为一种自适应低通滤波器，该滤波器的通带会随输入信号中色度信号电平的上升或下降而对应地缩窄或加宽。
本发明的自适应滤波系统包括两个滤波器，一个信号分割器和一个信号综合器。其中，第一个滤波器的通带宽度大体上等于自适应滤波系统的预定最大带宽。信号分割器接于第一滤波器的输出端口。信号分割器产生两路互补输出信号，其中每一路信号都是第一滤波器输出信号幅度经衰减后的复制信号。信号分割器具有一控制信号输入端，用于改变在其两输出口上信号的相对电平。第二个滤波器接于上述两个输出端口之一，以压缩由此输出的信号带宽。信号综合器接于信号分割器的另一输出口和第二滤波器的输出端口。它综合信号分割器和第二滤波器的输出信号，而产生滤波系统的输出信号。上述滤波系统的频率特性可在第一滤波器的通带宽度和第一、第二两滤波器级联的通带宽度之间变化。滤波系统的通带宽度按送入信号分割器的控制信号的函数关系而变化。
图1为本发明在一种数字彩色电视接收机的垂直信息细节恢复电路中的实施方案方框图。
图2为用于说明图1所示实施方案工作时的“衰减因数对色度信号幅值”曲线。
图3为说明图1所示滤波系统所能有的频率特性曲线。
图4为图1所示滤波系统的另一实施方案的方框图。
附图中，宽箭头表示多位二进制并行数字信号母线。除用带有相邻标号且交于母线的斜线号特别指明的母线，上述母线都为八位二进制信号母线。单线箭头表示传输模拟信号或一位二进数字信号的联线。位于逻辑单元输入端的小园圈表示该逻辑单元响应于输入信号的逻辑补码。
图1中，代表全电视信号的数字信号取样由全电视信号源10送入梳状特性滤波器12。其中信号源10可以是例如普通数字电视接收机的模-数（A/D）转换器。梳状特性滤波器12的输出端口y送出梳状滤波后的数字亮度信号，而输出端口C送出梳状滤波后的数字色度信号。色度信号由两个正交相位关系的色差信号I和Q组成。
当A/D转换器以等于彩色付载波频率的四倍（4fsc）速率送出信号取样时，梳状特性滤波器输出的色度信号可表示为上述色差信号交替的信号取样（即，+I，+Q，-I，Q，+I……），这里正负召仅表示信号取样相位，不表示信号取样的极性。上述经滤波器12梳状滤波后的色度信号取样被送入低通滤波器14。用于本发明的这一实施方案的低通滤波器14的频率特性示于图3中的曲线300。该滤波器的通带从0到1.5MHZ。通过滤波器14的信号取样代表已经从梳状滤波后的色度信号中提取出的亮度垂直细节信息。因为滤波器14的频带较宽且其向上转移频率区域较平缓，所以上述信号取样还会含有占据2.4MHZ到4MHZ频带部分的色度信号。
来自低通滤波器14的样本序列被送入延迟器48。经延迟器48延迟后的信号取样做为被乘数输入信号而送入信号取样换算器49。输入到信号取样换算器49的乘数信号是由多路转换器45提供的衰减因数。信号取样换算器49可以是一个普通的16位二进制数字乘法器，如美国加利福尼亚州桑尼维尔联合高级微电子公司生产的AM29516。信号取样换算器49提供的信号取样就是送入其被乘数输入端口的信号取样经衰减后的复制信号取样在确定信号取样的衰减因数的数值期间，延迟器48对来自滤波器14的被乘数信号取样提供补偿的延迟。
衰减网络40包括延迟器48，信号取样换算器49，以及产生衰减因数的电路。衰减网络40将在下文详细介绍。
信号取样换算器49输出的信号取样被送入低通滤波器22。在本实施方案中，低通滤波器22与低通滤波器14完全相同。在滤波器22输出端所得到的信号取样的频谱为经滤波器14和22的级联滤波后的信号频谱。在本实施方案中，由于滤波器14和滤波器22的频率特性与图3中曲线300相同，可以证明，滤波器14和滤波器22级联后的频率特性与图3中曲线302相同。值得注意的是，曲线302所表示的频率特性的带宽约为1MHZ，并且对频率高于2.4MHZ信号的衰减量大于24dB。因此，通过滤波器14和滤波器22级联的信号所含亮度垂直细节信息和色度干扰分量都小于单独通过滤波器14的信号所含垂直细节信息和色度干扰分量。
来自低通滤波器14的信号取样经延迟器18后被送入相减法器20的被减数输入端口，而来自信号取样换算器49的信号取样被送入减法20的减数输入端口。减法器20和信号取样换算器49共同构成信号分割电路，信号分割电路在相应的第一输出端21和第二输出端21′送出互补的信号取样。换句话说，如果滤波器14输出的信号取样表示为X，信号取样换算器49输出的信号取样表示为αX（这里的α为衰减因数），那么在减法器20的输出端所得到的信号取样可表示为（1-α）X。延迟器18所提供的时延可补偿信号通过延迟器48和信号取样换算器49的处理时间。
减法器20输出的信号取样经延迟器24延迟后送入加法器26的输入端口。延迟器24提供的补偿延迟等于信号通过低通滤波器22的处理延迟。来自低通滤波器22的信号取样被送入加法器26的另一输入端口。加法器26产生的信号取样代表经衰减并且两次滤波的信号与其经单次滤波的互补信号的和。单次滤波信号与两次滤波信号之间的比例由送入信号取样换算器49的衰减电平所决定。当衰减因数接近于1时，滤波系统表现为低通滤波器14和22的级联。在这种情况下，滤波系统的频率特性由曲线302表示。然而，当衰减因数接近于0时，滤波系统只表现为低通滤波系14，而其频率特性由曲线300表示。对衰减因数在0到1之间的情况，滤波系统的频率特性处于曲线300与曲线302之间的阴影区域内。
因此，正是衰减网络40控制着滤波系统的带宽。在衰减网络40中，来自低通滤波器14的经低通梳状滤波后的色度信号取样被送入减法器41的减数输入端口，而来自梳状特性滤波器12的未经梳状滤波的色度信号经延迟器16送入减法器41的被减数输入端口。延迟器16对已经梳状滤波的色度信号的延迟时间等于滤波器14的处理时间。减法器41去除梳状滤波后的色度信号中的低频分量而实际上向I-Q解调器42提供经高通滤波后的色度信号。解调器42可以是顿通的色差信号解调器，如在美国专利第4，415，918号，题为“数字彩色电视解调器”，中所介绍的解调器。这种色差信号解调器包括一个I-Q信号分离器，用于将速率为4fs的梳状滤波后的色度信号取样分离成速率为2fsc的色差信号取样I-Q的独立序列（也就是，把序列+I，+Q，-I，-Q，+I……转换为两个序列+I，-I，+I……和+Q，-Q，+Q……）。解调器还包括从I序列和Q序列中去除彩色载波的电路。因此，解调器输出的信号取样为基带的色差信号I和色差信号Q。
来自解调器42的I信号取样和Q信号取样被分别送入绝对值电路43和44，绝对值电路43和44将代表I信号取样和Q信号取样的幅度的信号取样分别送入多路转换器45的两个数据输入端。来自绝对值电路43的I信号幅度信号取样被送入减法器46的被减数输入端口，而来自绝对值电路44的Q信号幅度信号取样被送入减法器的减数输入端口。当Q信号取样的幅值大于I信号取样的幅值时，减法器46的符号位输出信号为高逻辑状态（也就是表示负的结果），否则，减法器46的符号位输出为低逻辑状态。减法器符号位的这一信号控制着多路转换器45，而将两个信号取样中幅值较大的信号取样的四个最高二进制位传送到它的输入端口上。这些四位的信号取样即是送入信号取样换算器49的乘数输入端口的衰减因数。
可以设想，在多路转换器45与信号取样换算器49之间插入一个低通滤波器。当需要对信号噪比较低的信号进行滤波时，含有这种类型的低通滤波器的滤波系统最为理想。
如上所述，信号取样换算器49是一个16位的并行乘法器。本实施方案中，来自延迟器48的八位信号取样作为被乘数输入端和高八位送入信号取样换算器，并且，来自多路转换器45的四位信号取样作为乘数输入端的低八位中的较高四位送入信号取样换算器。输出的信号取样可在输出母线的第8线到第15线上获得。输出母线的线号从0号（最低位）到31号（最高位）。
在本方案中，送入信号取样换算器49的输入端口的四位二进制数可表示从0到15/16的数值。色度信号取样的幅值与衰减因数值之间的对应关系如图2所示。图中，横轴代表色度信号取样的幅值，从左向右是幅值增加的方向。横轴被分为十六个区段。最左边的区段对应于不含符号位的色度信号幅度的四个最高二进制位全为零，而最后边的区段对应于不含号位的色度信号幅度的四个最高二进全为1。纵轴代表衰减因数的可能取值。如曲线所示，当色度信号幅度的四个最高二进制位为零时，衰减因数为零，并且色度信号幅度的四个最高二进制位每增加1，则衰减因数增加1/16。
图4表示另一实施方案的衰减网络部分。在此实施方案中，来自多路转换器45的四位信号取样被送入优先编码器47，优先编码器47输出一个两位的信号。优先编码器的输出信号指示来自多路转换器45的四位中的一个最高有效位的位置。优先编码器47是一种简单的数字电路，这种数字电路可由技术熟练人员用标准逻辑组件制做。来自优先编码器47的两位数字信号被送入衰减器49′的控制输入端，此实施方案的衰减器49′是一个可编程移位器。移位器49′的数据输入端口接于延迟器48以接收色度信号取样，而移位器49′的输出端口分别接到低通滤波器22和减法器24，以送出换算后的色度信号取样。可编程移位器49′例如可以是美国专利4，38304号，题为“可编程移位电路”所介绍的移位器。移位器。移位器49通过将其输入端口的信号取样向右移位到0，1，2，3位，而相对应地取衰减因数为1，1/2，1/4，1/8。可编程移位器的移位数由送入其控制输入端口的信号所决定。本实施方案的移位器49′响应于优先编码器47产生信号的逻辑补码。下表说明了色度信号幅值，即优先编码器输出信号P1和P2，和由移位器49′输出的衰减因数之间的对应关系。
表-1
色度信号幅值 P1 P2 ＊ ＊ 衰减因数
000××××× 0 0 1 1 1/8
001××××× 0 1 1 0 1/4
01×××××× 1 0 0 1 1/2
1××××××× 1 1 0 0 1
上述实施方案说明了本发明的开环实现方法，因为衰减因数不是从滤波后的信号中提取的。我们同样可以设想闭环的实现方法。例如可用电视接收机的自动色度控制电路（图中未画出）或色度过载检测电路（图中未画出）所提取的色度信号幅值的四个最高有效位作为衰减因数。这一衰减因数可送入信号取样换算器49或优先编码器47与可编程移位器49′的组合。
经自适应滤波系统滤波后的信号取样可在相加器26的输出端口得到。这些信号取样被分别送入加法器30的两个输入端口之一，以及减法器32的减数输入端口。来自梳状特性滤波器12输出端口Y的亮度信号取样通过延迟器28后送入加法器30的第二个输入端口。延迟器28用于对信号通过上述滤波系统的处理时间进行补偿。加法器30使从梳状滤波后的色度信号中提取出的垂直细节信息恢复到梳状滤波后的竞度信号。
来自梳状滤波器12输出端口C的色度信号取样经延迟器31后送到减法器32的被减数输入端口。延迟器31向色度信号取样提供足够的时延，使送入减法器32减数输入端口的信号取样与送入减法器32被减数输入端口的与自适应滤波后的信号取样相对应。减法器32从梳状滤波后的色度信号中扣除垂直细节信息。
对送入滤波系统的全电视信号，当色度信号分量的幅度较低时，加法器送出的垂直细节信息的频带较宽。这一垂直细节信号在加法器30加于亮度信号，所得到的亮度信号分辨率较高。相反地，这一宽带垂直细节信号在减法器32从色度信号中扣除，所得到的色度信号带宽较窄。
然而，全电视信号的色度信号分量幅度较高时，上述情况完全相反。来自加法器26的竖直细节信号的带宽较窄，加法器30送出的亮度信号垂直分辨率下降，同时减法器32送出的色度信号带宽加宽。这种自适应地控制垂直细节信号带宽的方法有助于主观地改善在彩色电视接收机（图中未画出）上重现图象的较果。
虽然本实施方案使用两个低通滤波器获得自适应的低通响应;不难设想，本发明可以使用低通滤波器，带通滤波器或高通滤波器的任意组合来实现。此外，本发明并不限于使用输入信号某一分量的幅度来控制自适应滤波系统的频率特性形状。不难设想，输入信号某一分量的频率成分或输入信号的两个或多个分量的相对幅值或频率成分同样可用来控制自适应滤波系统的频率特性形状。