双极型晶体管及高频放大电路.pdf

本发明的目的在于，提供一种不对高频放大电路产生不良影响、可防止双极型晶体管的热失控的双极型晶体管及高频放大电路。该双极型晶体管具备：被供给直流偏压的直流偏压(DC)端子(3)；与DC端子(3)连接的DC用基电极(6)；被供给高频信号的高频电力(RF)端子(4)；与RF端子(4)连接的RF用基电极(7)；与DC用基电极(6)和RF用基电极(7)连接的基极层(8)。

1.  一种双极型晶体管，其特征在于，具备：
第1端子；第2端子；
与上述第1端子连接的第1基电极；
与上述第2端子连接的第2基电极；以及，
与上述第1基电极和上述第2基电极连接的基极层。

2.  如权利要求1所述的双极型晶体管，其特征在于，
向上述第1端子供给直流偏压；
向上述第2端子供给高频信号；
上述直流偏压和上述高频信号在上述基极层中合成。

3.  如权利要求1所述的双极型晶体管，其特征在于，
上述双极型晶体管还具备位于被上述第1基电极和第2基电极的夹住的位置的发射电极。

4.  如权利要求1所述的双极型晶体管，其特征在于，
在工作时，上述第1基电极的直流电位和上述第2基电极的直流电位不同。

5.  如权利要求2所述的双极型晶体管，其特征在于，
在工作时，上述第2基电极的直流电位比上述第1基电极的直流电位低。

6.  如权利要求1所述的双极型晶体管，其特征在于，
上述双极型晶体管还具备位于被上述第1基电极和第2基电极位置夹住的位置的发射电极；
从上述发射电极到上述第1基电极的距离和从上述发射电极到上述第2基电极的距离实质上不同。

7.  如权利要求2所述的双极型晶体管，其特征在于，
上述双极型晶体管还具备位于被上述第1基电极和第2基电极夹住的位置的发射电极；
从上述发射电极到上述第2基电极的距离实质上比从上述发射电极到上述第1基电极的距离近。

8.  如权利要求1所述的双极型晶体管，其特征在于，
上述第1基电极和上述第2基电极的形状不同。

9.  如权利要求1所述的双极型晶体管，其特征在于，
上述双极型晶体管是异质结双极晶体管。

10.  如权利要求1所述的双极型晶体管，其特征在于，
具备多个上述第1基电极。

11.  如权利要求1所述的双极型晶体管，其特征在于，
具备多个上述第2基电极。

12.  如权利要求1所述的双极型晶体管，其特征在于，
上述双极型晶体管还具备：
第3端子；
与上述第3端子及上述基极层连接的第3基电极；
向上述第1端子供给直流偏压；
向上述第2端子供给第1高频信号；
向上述第3端子供给与第1高频信号不同的第2高频信号；
上述直流偏压、上述第1高频信号及上述第2高频信号在上述基极层中合成。

13.  一种高频放大电路，其特征在于，
具有双极型晶体管，该双极型晶体管具备：
第1端子；第2端子；
与上述第1端子连接的第1基电极；
与上述第2端子连接的第2基电极；
与上述第1基电极和上述第2基电极连接的基极层。

14.  如权利要求13所述的高频放大电路，其特征在于，
向上述第1端子供给直流偏压；
向上述第2端子供给高频信号；
上述直流偏压和上述高频信号在上述基极层中合成。

15.  如权利要求14所述的高频放大电路，其特征在于，
上述高频放大电路还具有在上述第1端子和上述第1基电极之间串联连接的电阻元件。

16.  如权利要求14所述的高频放大电路，其特征在于，
上述高频放大电路还具有在上述第2端子和上述第2基电极之间串联连接的电容元件。

17.  一种双极型晶体管，其特征在于，具备：
被供给第1信号的第1基电极；
被供给第2信号的第2基电极；以及，
与上述第1基电极和上述第2基电极连接的基极层；
上述第1基电极和上述第2基电极仅通过上述基极层电连接。

18.  如权利要求17所述的双极型晶体管，其特征在于，
向上述第1基电极供给直流偏压，作为上述第1信号；
向上述第2基电极供给第1高频信号，作为上述第2信号。

19.  如权利要求18所述的双极型晶体管，其特征在于，
上述双极型晶体管还具备第3基电极，向上述第3基电极供给与供给上述第2基电极的第1高频信号不同的第2高频信号，该第3基电极与上述基极层连接；
上述第1基电极、上述第2基电极和上述第3基电极仅通过上述基极层电连接。

20.  如权利要求19所述的双极型晶体管，其特征在于，
上述直流偏压、上述第1高频信号及上述第2高频信号在上述基极层中合成。

双极型晶体管及高频放大电路
技术领域
本发明涉及半导体装置，更特定的是涉及双极型晶体管和具备双极型晶体管的高频放大电路。
背景技术
现在，在移动通讯用功率放大器中，作为放大元件使用GaAs-MESFET(Metal Semiconductor Field Effect Transistor，金属半导体场效应晶体管)、GaAs-HEMT(High Electron Mobility Transistor，高电子迁移率晶体管)、异质结双极晶体管(HBT：Hetero-iunctionBipolar Transistor)等。特别是，同GaAs-MESFET相比，异质结双极晶体管(下面，仅记载为HBT)具有以下优点：(1)不需要负电源，因此能够以单一正电源工作；(2)能够增大集电极电流密度，可实现芯片尺寸的小型化。
已知通常在双极型晶体管中，如果元件的温度上升，则基极-发射极间电压的导通电压(下面，用Vbe简要表示基极-发射极间电压，用Vf简要表示基极-发射极的导通电压)降低，因此集电极电流增加。因此，在具有多个晶体管的高频功率放大器中，一旦发生集电极电流的集中，则由于消费功率的增加发生局部的元件的温度上升，由此进一步在局部的元件中集电极电流增加，陷入这样的恶性循环。因此，如果各晶体管间的电流不均匀，不仅对功率放大器的性能和寿命造成不良影响，电流的集中进一步加大，因此该晶体管陷入热失控状态，导致其破损。
对于这样的问题，一直使用了连接在双极型晶体管的基极上、对于元件的温度上升提供负反馈给基极-发射极间电压(Vbe)的基极镇流电阻。利用此Vbe的负反馈，抵消温度上升引起的集电极电流的增加，可以防止热失控。下面，表示使用了过去的基极镇流电阻的高频放大电路的现有技术。
图1A是过去的高频放大电路的等价电路图。双极型晶体管101-1、101-2、102-n(下面，作为代表记载为101)是单元数为n的双极型晶体管。在集电极端子115施加集电极电压，发射极端子接地。从DC端子148供给直流(DC)偏压，从RF端子149输入高频(RF)电力。DC端子148经由作为基极镇流电阻的电阻147连接在双极型晶体管101的基电极105-1、105-2、105-n(下面，作为代表记载为105)上。RF端子149经由电容器163连接在双极型晶体管101的基电极105上。在双极型晶体管101被放大的高频电力从集电极端子115输出。
图1B是表示图1A的各端子的电压和电流的概要的图。双极型晶体管101的电流放大率(hFE)为50，双极型晶体管101的单元数为n＝20，电阻147的电阻值为5Ω。当集电极电流的总量为1A且不存在电流的不均匀时，对于各双极型晶体管101，集电极电流是50mA、基极电流是1mA。基极电流的总量是20mA，在电阻147中发生的电压下降是0.1V。因此，如果在DC端子148施加1.3V，则在基电极105上被施加1.2V。
在图1A、图1B，考虑在任意的双极型晶体管中发生了电流集中的情况。例如，假定在双极型晶体管101-2中流过相当于其它双极型晶体管101-n的1.2倍的60mA的集电极电流的情况。此时，双极型晶体管101的hFE是50，因此流过电阻147的基极电流从1mA增加到1.2mA，流过电阻147的基极电流从20mA增加到20.2mA。通过基极电流的增加(0.2mA)在电阻147产生的Vbe的负反馈是1mV。另一方面，通过电流的增加，双极型晶体管101-2的结温从当初的80℃上升到90℃。通过此温度上升(10℃)，Vbe的导通电压(Vf)下降0.017V。这样，在电阻147发生的Vbe的负反馈(1mV)，比温度上升引起的Vf的下降(17mV)小，因此集电极电流继续上升。具体地，Vf减少17mV，如果Vbe的负反馈是1mV，那么与作为整体Vf减少16mV相等价，流过双极型晶体管101-2的电流增加60％成为80mA。在此，如果增加电阻147的电阻值，那么得到的Vbe的负反馈量也增加，此时，在通常的动作下电阻147处的电压下降也变大，必要地DC端子148的施加电压变大，因此不适合。
如以上说明，图1A、图1B的过去的高频增幅电路的课题是，在电阻147得到的Vbe的负反馈电压不能充分抵消由集电极电流的增大引起的Vf的下降，因此当任意双极型晶体管的集电极电流增加了20％时，不能防止此双极型晶体管的热失控。
图2是过去的别的高频放大电路的等价电路图(参照专利文献1)。
本高频放大电路和图1A、图1B的过去的高频放大电路的不同点是，在DC端子148和基电极105之间，分别连接着作为基极镇流电阻的电阻146-1、146-2、146-n(下面，作为代表记载为146)。此时，双极型晶体管的单元数为n＝20时，为了将连接在DC端子148和基电极105之间的电阻146的并联电阻的值设定为5Ω，将各个电阻146的电阻值设定为100Ω即可。
在图2中，电阻146被设置在各双极型晶体管101上，初看，好像能增大电阻146的Vbe的负反馈，但效果不充分。此理由是，双极型晶体管101的基电极105由传送高频的布线145共同连接着。由此，在任意的双极型晶体管101(例如101-2)的电流增加时，伴随此增加的基极电流的供给不仅仅由通过电阻146-2的电流进行，还从其它电阻146-n经布线145进行。此现象可以理解为，基电极105-2和其它基电极105-n在电路上成为相同的电位。
如以上说明，图2的过去的高频放大电路的课题是，通过电阻146得到的Vbe的负反馈电压，与图1A、图1B的过去的高频放大电路在电路上相同，在防止双极型晶体管的热失控时还不充分。
图3是过去的其它高频放大电路的等价电路图(参照专利文献2)。
本高频放大电路和图2的过去的高频放大电路的不同点是，电容器150-1、150-2、150-n(下面，作为代表记载为150)，分别与电阻146-1、146-2、146-n并联连接。理想的是，高频电力通过电容器150后从基电极105输入到双极型晶体管101。另一方面，直流偏压通过电阻146后从基电极105提供给双极型晶体管101。为了降减高频的损失，需要将电容器150设定为某一程度大的值。而且，在双极型晶体管101的单元数为n＝20、电阻146的电阻值设定为100Ω时，电阻146的并联电阻值成为5Ω。
在本高频放大电路中，与使用了图1A、图1B的过去的高频放大电路的探讨相同，假定在双极型晶体管101-2中流过相当于其它双极型晶体管101-n的1.2倍的60mA的集电极电流的情况。双极型晶体管101的hFE是50，因此，流过电阻146-2的基极电流从1mA增加到1.2mA。由于电阻146是100Ω，因此由电阻146产生的Vbe的负反馈电压成为20mV。另一方面，通过电流的增加，双极型晶体管101-2的结温从当初的80℃上升到90℃，由该温度上升(10℃)引起的Vbe的导通电压(Vf)的下降成为17mV。此情况下，由电阻146产生的Vbe的负反馈(20mV)比由温度上升引起的Vf的下降(17mV)大，因此，集电极电流开始下降。这样，在本高频放大电路中，由Vbe的负反馈可以抵消集电极电流的增加，可以防止热失控。
但是，图3的过去的高频放大电路的课题是，发生增益的下降。其原因是，从RF端子149输入的高频电力的一部分通过电阻146，从而，这些作为热量被消耗。
图4是又一其它的过去的高频放大电路的等价电路图(参照专利文献3)。
本高频放大电路和图3的过去的高频放大电路的不同点是，从RF端子149输入的高频电力不通过电阻146而是输入到基电极105。由此，可以避免增益的下降。
但是，图4的过去的高频放大电路的课题是，需要在各双极型晶体管101上设置用于通过高频电力的电容器151，因此布线设计变为复杂，芯片面积的增大使成本增加。
图4的过去的高频放大电路的其它课题是，为了使高频电力和直流偏压在端子152-1、152-2、152-n(下面，作为代表记载为152)合流，高频电力容易漏到直流偏压端子148，对用于向直流偏压端子148供给偏压的偏压电路(略图)造成不良影响。为解决此问题，有必要在DC端子148上连接接地用的电容器，此时部件数的增加成为问题。
图5A是过去的高频放大电路的双极型晶体管101的结构剖面图。图5B是过去的双极型晶体管101的平面图，沿该图的点划线A-A’的剖面图是图5A所示的剖面图。但是，在图5A中省略了发射极布线132。在图5A中，例如在由GaAs构成的基板118上，按顺序形成了由n⁺型的GaAs构成的集电极接触层117、由n型的GaAs构成的集电极层109、由p型的GaAs构成的基极层108、由n型的InGap构成的发射极层111、和由n型的InGaAs构成的发射极接触层110。而且，形成在发射极接触层110上形成了发射电极113，在集电极接触层117上形成了集电极112，在基极层108上形成了基电极107。形成基极层108的p型GaAs是，杂质浓度为4×10¹⁹cm^-3，厚度为80nm，表面电阻为250Ω/sq。在图5B中，发射电极113连接在发射极布线112上并被引出到外部，与发射极端子102连接。从端子103向基电极107供给合成了DC和RF的信号。为了提高高频特性，需要减小基极-发射极间电阻122，需要缩短基电极107和发射极层111的间隔119。因此，如果加长间隔119，那么基极-发射极间电阻122变大，虽然可以增大Vbe的负反馈电压，但另一方面，高频电力的损失会变大，高频特性会恶化。
如上所述，图5A、图5B的过去的双极型晶体管101的课题是，由于向基电极107供给合成了DC和RF的信号，为了提高高频特性，需要降低基极-发射极间电阻122，为此无法增大Vbe的负反馈电压。
图6是过去的高频放大电路中的其它双极型晶体管的结构剖面图。本双极型晶体管和图5A、图5B的过去的双极型晶体管101的不同点是，在基极层108上形成了两个的台面形成的发射极层111和三个基电极107。通常，将具有多个发射极层的双极型晶体管称为多指状的双极型晶体管。在多指状的双极型晶体管中，为了提高高频特性，也有必要减小基极-发射极间电阻122，有必要缩短基电极107和发射极层111的间隔119-1～119-4。此时，设计为基极-发射极的间隔119-1～119-4成为相同的长度。
专利文献1：美国专利第6828816号说明书
专利文献2：美国专利第5321279号说明书
发明内容
图1A、图1B的过去的高频放大电路的课题是，在电阻147得到的Vbe的负反馈电压不能够充分抵消由集电极电流的增加引起的Vf的下降，因此，例如任意的双极型晶体管的集电极电流增加20％时，不能防止该双极型晶体管的热失控。
图2的过去的高频放大电路的课题是，在电阻146得到的Vbe的负反馈电压与图1A、图1B的过去的高频放大电路在电路上相同，不能够充分防止双极型晶体管的热失控。
图3的过去的高频放大电路的课题是，发生增益下降。此原因是，从RF端子149输入的高频电力的一部分通过电阻146，从而，这些作为热量被消耗。
图4的过去的高频放大电路的课题是，有必要在各双极型晶体管上设置用于通过高频电力的电容器151，使布线设计复杂，芯片面积的增大使成本增加。
而且，为了使高频电力和直流偏压在端子152合流，高频电力在直流偏压端子148容易泄漏，存在对用于向DC端子148供给偏压的偏压电路(略图)产生不良影响的课题。为解决此问题，在DC端子148有必要连接接地用电容器，此时部件数的增加成为问题。
图5A、图5B、图6的过去的双极型晶体管101的课题是，向基电极107供给合成了DC和RF的信号，因此为了提高高频特性，需要减小基极-发射极间电阻122，为此无法增大Vbe的负反馈电压。
根据以上的叙述，在过去的双极型晶体管中，要防止热失控的情况下，或者高频特性恶化，或者在高频放大电路中增益降低，或者高频放大电路的成本上升，或者对高频放大电路的偏压电路产生不良影响。即，对高频放大电路产生不良影响。
发明内容
因此，本发明鉴于这样的问题而提出，其目的在于提供一种不对高频放大电路产生不良影响、可防止热失控的双极型晶体管及高频放大电路。
本发明的双极型晶体管，具备：第1端子；第2端子；与上述第1端子连接的第1基电极；与上述第2端子连接的第2基电极；以及，与上述第1基电极和上述第2基电极连接的基极层。
而且本发明还可以是具有双极型晶体管的高频放大电路，该双极型晶体管具备：第1端子；第2端子；与上述第1端子连接的第1基电极；与上述第2端子连接的第2基电极；与上述第1基电极和上述第2基电极连接的基极层。
由此，可以将高频信号和直流偏压向不同的端子供给，在基极层中合成它们。其结果，不需要设置DC截止用的耦合电容器，因此，高频放大电路的成本不上升就可以防止热失控。而且，不需要在高频信号的输入端子和基电极之间设置电阻，所以在高频放大电路中不必降低增益就可防止热失控。进一步，可防止高频信号向直流偏压端子的泄漏，因此，不对高频放大电路的偏压电路产生不良影响就可以防止热失控。再者，为了防止热失控，不需要设置抑制高频成分流入直流偏压电路的接地用电容器，因此，不必增加部件数就可以防止热失控。而且，能够改变从输入高频信号的电极到发射电极的距离、和从输入流偏压的电极到发射电极的距离，因，此不必恶化高频特性就可以防止热失控。即，不会对高频放大电路产生不良影响，可以防止热失控。
在此，也可以是，向上述第1端子供给直流偏压，向上述第2端子供给高频信号，上述直流偏压和高频信号在上述基极层中合成。
此外，也可以是，在工作时，上述第二基电极的直流电位比上述第1基电极的直流电位低。
再者，也可以是，上述双极型晶体管还具备位于被上述第1基电极和第2基电极夹住的位置的发射电极，从上述发射电极到上述第2基电极的距离比从上述发射电极到上述第1基电极的距离实质上近。
由此，不必牺牲高频特性，就可以加大负反馈的效果，因此不会对高频放大电路产生不良影响，能可靠地防止双极型晶体管的热失控。
根据本发明，在任意的双极型晶体管中流入例如其它双极型晶体管的1.2倍的集电极电流时，也可以防止热失控。而且，还可以消除要防止热失控时的高频增益的降低。而且，可以一边防止热失控，一边使布线设计简单化、且可防止芯片面积的增大引起的成本增加。而且，可以防止要防止热失控时的偏压电路的不良影响。而且，可以防止要防止失控时的部件数的增加。而且，可以防止要防止失控时的高频特性的恶化。即，提供不会对高频放大电路产生不良影响、就可以防止热失控的双极型晶体管及高频放大电路。
附图说明
图1A是过去的高频放大电路的等价电路图。
图1B是表示该高频放大电路的各端子的电压值和电流值的图。
图2是过去的高频放大电路的等价电路图。
图3是过去的高频放大电路的等价电路图。
图4是过去的高频放大电路的等价电路图。
图5A是过去的高频放大电路中的双极型晶体管的结构剖面图。
图5B是过去的高频放大电路中的双极型晶体管的结构剖面图。
图6是过去高频放大电路中的其它双极型晶体管的结构剖面图。
图7A是本发明的第一实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管的结构剖面图。
图7B是该实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管的结构剖面图。
图8是第一实施方式的双极型晶体管的工作说明图。
图9是第一实施方式的双极型晶体管的部分结构剖面图和基极层的电位分布图。
图10是并联连接图9的双极型晶体管而形成的高频放大电路的电路图。
图11是表示在并联连接双极型晶体管而形成的高频放大电路中流过双极型晶体管的电流增加时的电位的电路图。
图12是本发明的第二实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管的结构剖面图。
图13是并联连接图12的双极型晶体管而形成的高频放大电路的电路图。
图14是本发明的第三实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管的结构剖面图。
图15是本发明的第四实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管的结构剖面图。
图16是本发明的第五实施方式的使用了图7A、图7B所示双极型晶体管的高频放大电路的电路图。
图17是使用了第五实施方式的高频放大电路的两级功率放大电路的电路图。
图18是本发明的第六实施方式的使用了图7A、图7B所示双极型晶体管的高频放大电路的电路图。
图19是本发明的第七实施方式的使用了图7A、图7B所示双极型晶体管的高频放大电路的电路图。
图20是本发明的第八实施方式的使用了图7A、图7B所示双极型晶体管的高频放大电路的电路图。
图21是本发明的第9实施方式的使用了图7A、图7B所示双极型晶体管的高频放大电路的电路图。
图22是本发明的第十实施方式的使用了图7A、图7B所示双极型晶体管的高频放大电路的电路图。
图23是本发明的第十一实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管的结构平面图。
图24是本发明的第十二实施方式的的高频放大电路中的双极型晶体管的结构剖面图。
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明的实施方式的高频放大电路。
(第一实施方式)
图7A是本实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管的结构剖面图。图7B是本实施方式的晶体管1的结构剖面图，沿该图的点划线a-a’的剖面图是图7A。但是，在图7A中省略了发射极布线20。在图7A中，与图5A的过去的双极型晶体管101的结构剖面图的不同点是，被供给直流(DC)偏压的DC端子3和被供给高频(RF)电力的RF端子4分别设置。即，从不同的电极(分别是DC用基电极6、RF用基电极7)向基极层8供给DC偏压和RF电力，更本质的不同是，DC用基电极6和RF用基电极7仅通过基极层8电连接。此时，使DC用基电极6的电位比RF用基电极7的电位高，来保证基极电流一定从与镇流器电阻连接的DC用基电极6供给，对双极型晶体管的热失控发挥效果。并且，DC端子3及RF端子4分别是本发明的第1端子及第2端子的一例，DC用基极端子6及RF用基极端子7分别是本发明的第1基极端子及第2基极端子的一例。
图7A、图7B的双极型晶体管1是HBT，在由GaAs构成的基板18上按顺序形成由n⁺型的GaAs构成的集电极接触层17、由n型的GaAs构成的集电极层9、由p型的GaAs构成的基极层8、由n型的InGap构成的发射极层11、和由n型的InGaAs构成的发射极接触层10。而且，在发射极接触层10上形成发射电极13，在集电极接触层17上形成集电极12，在基极层8上形成直流(DC)用基电极6及高频(RF)用基电极7。形成基极层8的p型GaAs是，杂质浓度为4×10¹⁹cm^-3，厚度为80nm，表面电阻为250Ω/sq。而且，使用了此基极层8的双极型晶体管1的电流放大率(hFE)是50。
在图7A、图7B中，DC偏压供给到DC端子3，从DC端子3供给到DC用基电极6。RF电力供给到RF端子4，从RF端子4输入到RF用基电极7。集电极电压供给到基电极端子5，从极电极端子5供给到集电极12。发射极层11形成在被DC用基电极6和RF用基电极7夹住的位置。在发射极层11中，上面图形中的指状部分(下面称为指部)的宽度(DC用基电极6及RF用基电极7的排列方向的宽度)15是2μm，上面图形中的指部的长度(与排列方向垂直的长度方向的长度，即指长)37是20μm，发射极面积是40μm²。DC用基电极的排列方向的宽度33是1μm，RF用基电极7的排列方向的宽度34是1μm，从DC用基电极6到发射极层11的距离14是1μm，从RF用基电极7到发射极层11的距离16是1μm。
在基极层8中，如果设DC用基电极6的右端的正下方为点P，发射极层11的中央的正下方为点Q，那么点P-点Q间的电阻22的电阻值为25Ω。同样，点R-点Q间的电阻23的电阻值为25Ω。电阻22、及电阻23如从图7B可知，表现为分布常数。
图8是本实施方式的双极型晶体管1的工作说明图。在DC用基电极6上施加1.2V，在集电极12上施加3.5V。发射电极13接地。从DC端子3输入的DC电流40如箭头43所示地前进到基极层8，注入到发射极层11正下方的基极-发射极结，于是与从发射极层11供给的电子的一部分再结合。从RF端子4输入的RF4如箭头44所示地前进到基极层8。DC电流40和RF42在位于基极层8的发射极层11正下方的部分合成，成为被施加了DC偏置的高频电力。通过晶体管工作被放大的高频电力45，如箭头46所示地前进到集电极接触层17，按集电极12、集电极端子5的顺序输出。此时，流向双极型晶体管1的集电极电流是50mA，基极电流是1mA。
图9表示本实施方式的双极型晶体管1的基极层8中的电位分布图和图7所示剖面图的关系。图9的剖面图是从图7中省略了基板18、集电极接触层17、及集电极12。而且，在DC端子3和DC用基电极6之间连接着100Ω的电阻47。在DC端子3上施加了1.3V，发射极端子2接地。
在这样的双极型晶体管1中，考虑向基极层8流入1mA的基极电流。从DC端子3供给的基极电流依次通过电阻47、DC用基电极6、及电阻22，被注入到发射极层11的正下方的基极-发射极结中。从DC用基电极6供给的基极电流的几乎全部被注入到基极-发射极结中，因此，流过电阻23的电流可以忽略。电阻22的电阻值是25Ω。当1mA的基极电流通过电阻22时，在电阻22的电位下降是25mV。另一方面，在电阻23中不流过电流，因此不发生电位下降。因此，点P的电位是1.2V，点Q的电位是1.175V，点R的电位同样是1.175V。
图10是并联连接了多个本实施方式的图9的双极型晶体管1而形成的高频放大电路的电路图。n个双极型晶体管1-1～1-n并联连接，各个DC端子3-1～3-n连接在被供给DC偏压的端子48上，各个RF端子4-1～4-n连接在被供给RF电力的端子49上。而且，各个发射极端子5接地。在端子48上施加了1.3V，DC用基电极6-1～6-n的电位是1.2V。各个电阻47-1～47-n的电阻值为100Ω。在各个双极型晶体管1-1～1-n中，基极电流是1mA，集电极电流是50mA(图中，记载成Ic＝50mA)。RF用基电极7-1～7-n的DC电位是1.175V。各个双极型晶体管1-1～1-n的基极-发射极结温是80℃。在集电极电流均等时，各个双极型晶体管1-1～1-n不产生温度差。
接着，考虑在任意的双极型晶体管中发生了电流集中的情况。图11是表示在本实施方式的图10的高频放大电路中流过双极型晶体管1-2的集电极电流增加时的各端子的电位的高频放大电路的电路图。假定在双极型晶体管1-2流过相当于其它双极型晶体管的1.2倍的60mA的集电极电流的情况。双极型晶体管1-1～1-n的hFE是50，流过电阻47-2的基极电流是1.2mA。在电阻47-2发生的电压下降是0.12V，因此DC用基电极6-2的电位成为1.18V。通过基极电流的增加，在电阻47-2的电压下降增加0.02V，能得到Vbe的负反馈。即便在这种情况下，RF用基电极7-2的电位与其它的RF用基电极7-n(n是除了2以外的值)是相同电位，因此是1.175V。由于DC用基电极6-2的电位(1.18V)比RF用基电极7-2的电位(1.175V)高，所以从RF用基电极7-2不会向DC用基电极6-2方向流过DC电流。
双极型晶体管1-2的集电极电流从50mA增加到60mA，由此，双极型晶体管1-2的结温瞬间从80℃增加到90℃。但是，10℃的温度上升引起的双极型晶体管1-2的Vf的减少(17mV)比由电阻47-2的电压下降得到的负反馈电压(20mV)小，因此双极型晶体管1-2的集电极电流减少，避免了热失控。即，在任意的双极型晶体管中流过相当于其它双极型晶体管的1.2倍的电流的情况下，也利用电阻47-2的Vbe的负反馈效果，可以防止该双极型晶体管的热失控。
进一步，由于DC用基电极6和RF用基电极7被分离，可抑制RF电力通过DC用基电极6后流入连接在端子48上的偏压电路(图示省略)，对偏压电路的不良影响不存在。根据此效果，不需要在端子48上连接接地用的电容器，可以消减部件数。
如以上的说明，在第1实施方式的高频放大电路中，另外具有被供给RF电力及DC偏压的端子，即另外具有DC用基电极6和RF用基电极7，使用了DC用基电极6和RF用基电极7在夹着发射极层11的位置形成的双极型晶体管1。并且，DC用基电极6的电位比RF用基电极7的电位高，一定从与镇流电阻连接的DC用基电极6供给基极电流。由此，可以得到以下有利的效果。即，与图1A、图1B、图2的过去的高频放大电路相比，即使在任意的双极型晶体管中流过例如1.2倍的电流时，也可以防止热失控。而且，与图3所示的高频放大电路相比，不需要在RF电力的输入端子和基电极之间设置电阻，因此可以消除高频增益的减小。
而且，在第一实施方式的高频放大电路中，DC用基电极6的电位比RF用基电极7的电位高，从RF用基电极7向DC用基电极6方向DC不流过电流。由此，与图4所示的过去的高频放大电路相比，不需要在各双极型晶体管上设置DC截止用电容器151，因此，布线设计容易，可以防止芯片面积的增大引起的成本增加。而且，可以抑制RF成分流入DC偏压电路，可以防止对DC偏压电路的不良影响。而且，不需要在端子48上连接接地用电容器，可以消减部件数。
而且，在第一实施方式的双极型晶体管中，可以自由改变从RF用基电极6到发射电极13的距离和从DC用基电极6到发射电极13的距离。由此，与图5A、图5B、图6的双极型晶体管相比，通过将从RF用基电极6到发射电极13的距离设定成比从DC用基电极6到发射电极13的距离近，可提高高频特性、且很大程度地防止热失控。
其结果，与过去的高频放大电路相比，不会对高频放大电路造成不良影响，可以防止热失控。
并且，说明了在本实施方式的高频放大电路中，DC用基电极6和基电极7在夹着发射极层11的位置形成的情况，但这些位置关系不局限于该情况。
(第二实施方式)
接着，在第一实施方式的图10中记载的高频放大电路中，考虑在双极型晶体管1-2中流过相当于其它双极型晶体管的1.4倍的70mA的集电极电流的情况。如图11所示，双极型晶体管1-1～1-n的hFE是50，因此，流过电阻47-2的基极电流是1.4mA，在电阻47-2产生的电压下降是0.14V，电极6-2的电位是1.16V。另一方面，电极7-2的电位是1.175V。此时，电极7-2的电位(1.175V)比电极6-2的电位(1.16V)高，因此从电极7-2供给双极型晶体管1-2的基极电流。即，Vbe的负反馈电压成为从1.2V减去1.175V的0.025V。另一方面，双极型晶体管1-2的集电极电流从50mA增加到70mA，由此1-2的结温瞬间从80℃到100℃增加20℃，Vf减少0.034V。因此，此时，Vf的减少(0.034V)比Vbe的负反馈电压(0.025)大，所以双极型晶体管1-2的集电极电流继续增大，最终无法避免热失控。即，在任意的双极型晶体管中流过相当于其它双极型晶体管的1.4倍的电流的情况下，不能防止热失控。下面，说明用于解决此问题的第二实施方式的高频放大电路。
图12是在本实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管60的结构剖面图，与图7A的第一实施方式的双极型晶体管1的结构剖面图的不同点是，从发射极层11到RF用基电极7的距离16，比从发射极层11到DC用基电极6的距离61更近。即，从DC用基电极6到发射极层11的距离61，从1μm增加到3μm。由此，基极层8中的点P-点Q间的电阻62从25Ω增加到50Ω。因此，流过1mA基极电流时在电阻62产生的电压下降，从0.025V增加到0.05V。然后，若考虑双极型晶体管60的高频特性，与图7A、图7B的双极型晶体管1相比，高频电力通过的RF用基电极7和发射极层11的距离16相同，高频特性不变化。
图13是并联连接多个本实施方式的图12的双极型晶体管60而形成的高频放大电路的电路图。假定在双极型晶体管60-2中流过相当于其它双极型晶体管的1.4倍的70mA的集电极电流的情况。施加在端子48上的电压是1.325V。双极型晶体管60-1～60-n的hFE是50，因此，流过电阻47-1～47-n(n是除了2以外的值)的基极电流是1mA，在电阻47-1～47-n(n是除了2以外的值)产生的电压下降是0.1V，电极6-1～6-n(n是除了2以外的值)的电位是1.225V。一方面，流过电阻47-2的基极电流是1.4mA，在电阻47-2产生的电压下降是0.14V，DC用基电极6-2的电位是1.185V。即便在这样的情况下，RF用基电极7-2的电位与其它RF用基电极7-1～7-n(n是除了2以外的值)是相同电位，因此是1.175V。此时，由于DC用基电极6-2的电位(1.185V)比RF用基电极7-2的电位(1.175V)高，双极型晶体管60-2的基极电流不会从RF用基电极7-2供给。
在此，接着说明不加大电阻47而是加大点P-点Q间电阻62的理由。当设计成电阻47为125Ω、电阻62为25Ω时，若在电阻47-2中流过1.4mA的电流，那么在电阻47-2的电压下降是0.175V，点6-2的电位成为1.15V。此时，由于电极6-2的电位(1.15V)比RF用电极7-2的电位(1.175V)低，通过从RF用基电极7-2供给60-2的基极电流，不发生不良情况。
由于双极型晶体管60-2的集电极电流从50mA增加到70mA，所以双极型晶体管60-2的结温瞬间从80℃到100℃增加20℃，双极型晶体管60-2的Vf减少0.034V。但是，即便是这样的情况下，双极型晶体管60-2的Vf的减少(0.034V)比通过电阻47-2得到的负反馈电压(0.04V)小，所以双极型晶体管60-2的集电极电流减少，避免了热失控。即，在任意的双极型晶体管中流过相当于其它双极型晶体管的1.4倍的电流时，利用电阻47-2的Vbe的负反馈效果，可以防止双极型晶体管的热失控。
如以上的说明，在第二实施方式的高频放大电路中，使用了DC用基电极6和发射极层11之间的距离61比RF用基电极7和发射极层11之间的距离16长的的双极型晶体管60。由此，与第一实施方式的高频放大电路相比，在任意的双极型晶体管中流过相当于其它双极型晶体管的1.4倍的集电极电流的情况下，DC用基电极6的电位也比RF用基电极7的电位高，基极电流必定从与镇流电阻连接的DC用基电极6供给。其结果，利用电阻47的Vbe的负反馈效果，可以防止该双极型晶体管的热失控。
而且，在第二实施方式的双极型晶体管中，与第一实施方式的高频放大电路相比，从DC用基电极6到发射电极13的距离比从RF用基电极6到发射电极13的距离远。由此，不必牺牲高频特性，就可以可靠地防止热失控。
(第三实施方式)
图14是第三实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管70的结构剖面图。与在图12表示的第二实施方式的双极型晶体管60的不同点是，具有多个DC用基电极6-1、6-2，还具有多个发射极层11-1、11-2。与图12的双极型晶体管60相比，发射极面积成为两倍，在单位单元可以得到两倍的电流容量。而且，与图12的双极型晶体管60同样，根据设定从DC用基电极6-1到发射极层11-1的距离、及从DC用基电极6-2到发射极层11-2的距离61为3μm，从RF用基电极7到发射极层11-1、11-2的距离16为0.5μm，与图12的双极型晶体管60同样，对于任意的双极型晶体管的电流集中，可以避免由双极型晶体管的热失控引起的破坏。而且，不必牺牲高频特性，可以可靠地防止热失控。
(第四实施方式)
图15是在第四实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管71的结构剖面图。与图12所示的第二实施方式的双极型晶体管60的不同点是，具有多个RF用基电极7-1、7-2，还具有多个发射极层11-1、11-2。与图12的双极型晶体管60相比，发射极面积成为两倍，在单位单元可以得到两倍的电流容量。而且，与图12的双极型晶体管60同样，通过设定从DC用基电极6到发射极层11-1、11-2的距离61为3μm，从RF用基电极7-1到发射极层11-1、及从RF用基电极7-2到发涉极层11-2的距离16为0.5μm，与图12的双极型晶体管60同样，对于任意的双极型晶体管的电流集中可以避免由双极型晶体管的热失控引起的破坏。而且，不必牺牲高频特性，能够可靠地防止热失控。
(第五实施方式)
图16是使用了第一实施方式的双极型晶体管1的高频放大电路的电路图。其对应于将并联连接多个第一实施方式的双极型晶体管1而形成的图10的高频放大电路的电路图改写为等价电路的图。与图2、图3及图4所示的过去的高频放大电路不同点是，从端子48供给的DC偏压和从端子49供给的RF电力，被分别供给到双极型晶体管1-1～1-n，在双极型晶体管1-1～1-n的外部没有电气合成。由此，如用图9进行的说明，产生DC用基电极6和RF用基电极7的DC电位不同的本质差别。
在图16的高频放大电路中，并联连接着n个双极型晶体管1-1～1-n。此时，作为双极型晶体管1-1～1-n，使用第二实施方式～第四实施方式的双极型晶体管60、70、及71的某一个也可以。DC偏压用的端子48按DC端子3-1～3-n、电阻47-1～47-n、DC用基电极6-1～6-n的顺序连接着。RF用的端子49按电容器63、RF端子4-1～4-n、RF用基电极7-1～7-n的顺序连接着。
图17是使用了图16的上述高频放大电路的两级功率放大电路的电路图。在此两级功率放大电路中，在前级晶体管100及后级晶体管72使用了上述高频放大电路。即，在前级晶体管100中，并联连接了四单元的发射极面积为120μm²的双极型晶体管1-1～1-n。而且，在后级晶体管72中，并联连接着20单元的发射极面积为120μm²的双极型晶体管1-1～1-n。在前级晶体管用集电极电压端子91、及后级晶体管用集电极电压端子93上，施加了3.5V。本两级功率放大电路，在800MHz的频率下，高频增益为28dB、最大输出功率为2.3W，前级晶体管100的消耗电流是200mA、后级晶体管72的消耗电流是100mA，此时的功率转换效率为55％。
前级晶体管用偏压电路92经电阻47向前级晶体管100的DC用基电极6供给DC偏压。而且，后级晶体管用偏压电路69经电阻47-1～47-n向DC用基电极6-1～6-n供给DC偏压。输入匹配电路73由电感器83、电容器84、及电容器85构成。前级晶体管100及后级晶体管71的级间匹配由电容器63和前级晶体管100用的偏压供给线路89构成。负载匹配电路74由线路94、线路95、电容器96、及电容器97构成。负载匹配电路74与后级晶体管72用的偏压供给线路98连接。
从端子81输入的高频电力，通过输入匹配电路73、前级晶体管100的RF用基电极7后，输入到前级晶体管100。在前级晶体管100被放大的高频电力，通过后级晶体管72的RF用基电极7-1～7-n后，输入到后级晶体管72。在后级晶体管72被放大的高频电力，通过负载匹配电路74后从端子82输出。在前级晶体管100中，电阻87和电容器86的串联电路被连接在前级晶体管100的集电极端子5和RF用基电极7之间，该电路作为反馈电路用于使放大电路稳定工作。
(第六实施方式)
图18是使用了第一实施方式的双极型晶体管1的其它高频放大电路的电路图。与图16表示的第五实施方式的高频放大电路的不同点是，在各双极型晶体管1-1～1-n不设置电阻47-1～47-n，而是在多个双极型晶体管1-1～1-n的DC用基电极6-1～6-n上连接了一个电阻77。此时，将电阻77的电阻值设为5Ω即可。此电路结构的优点是，用1个电阻即可，可以实现布线设计的简易化、和芯片面积的缩小引起的低成本化。但是，使用了过去的双极型晶体管101的情况下，如在图1A、图1B进行的说明，电阻77(在图1A、图1B中是电阻147)不能对双极型晶体管1-1～1-n(在图1A、图1B中是双极型晶体管101-1～101-n)的Vbe施加充分的负反馈。另一方面，本实施方式的双极型晶体管1是，在内部具有可以由其独自的结构可自由设定电阻值的电阻，自身具有利用Vbe的负反馈来抑制热失控的效果。其结果，即使是图18的结构，通过最优化双极型晶体管1-1～1-n的设计，可以抑制热失控。
如以上说明，在本实施方式的高频放大电路中，通过使用第一实施方式的双极型晶体管1，在能够控制热失控的同时，同第五实施方式的高频放大电路相比，可实现布线设计的简易化和芯片面积的缩小引起的低成本化。
(第七实施方式)
图19是使用了第一实施方式的双极型晶体管1的又一其它的高频放大电路的电路图。与图18所示的第六实施方式的高频放大电路的不同点是，省略了电阻77。本实施方式的双极型晶体管1-1～1-n在内部具有利用其独自的结构可自由设定电阻值的电阻，自身具有利用Vbe的负反馈来抑制热失控的效果。其结果，即使是图19的结构，也与图18的高频放大电路相同，可以热失控的抑制。
如以上的说明，在本实施方式的高频放大电路中，通过使用第一实施方式的双极型晶体管1，在可以抑制热失控的同时，同第六实施方式的高频放大电路相比，可实现布线设计的简易化和芯片面积缩小引起的低成本化。
(第八实施方式)
图20是使用了第一实施方式的双极型晶体管1的再一其它的高频放大电路的电路图。与图16所示的第五实施方式的高频放大电路的电路图的不同点是，不是将一个电容器63设置在端子49和RF端子4-1～4-n之间，而是多个电容器76-1～76-n分别被连接在RF端子4-1～4-n和RF用基电极7-1～7-n之间。如图16的说明，电容器63用于阻抗匹配。为了在图20中满足此匹配条件，设计成电容器76-1～76-n的容量值之和与电容器63相同即可。由此，在供给RF电力的路径中，能够可靠地截止DC。
(第9实施方式)
图21是使用了第一实施方式的双极型晶体管1的另外其它的高频放大电路的电路图。与图20所示的第八实施方式的高频放大电路的不同点是，不在双极型晶体管1-1～1-n设置电阻47-1～47-n，而是在多个双极型晶体管1-1～1-n的DC用基电极6-1～6-n上连接一个电阻77。此情况下，电阻77的电阻值设为5Ω即可。本第实施方式的双极型晶体管1-1～1-n在内部具有可以利用其独自的结构可自由设定电阻值的电阻，自身具有利用Vbe的负反馈抑制热失控的效果。其结果，即使是图21的结构，通过最优化双极型晶体管1-1～1-n的设计，可以抑制热失控。而且，在本实施方式的高频放大电路中，在能够抑制热失控的同时，一边可以实现与第八实施方式的高频放大电路进行比较，同第八实施方式的高频放大电路相比，可实现布线设计的简易化和芯片面积缩小引起的低成本化。
(第十实施方式)
图22是使用了第一实施方式的双极型晶体管1的高频放大电路的电路图。与图21所示的第9实施方式的高频放大电路的不同点是，省略了电阻77。本实施方式的双极型晶体管1-1～1-n在内部具有利用其独自的结构可自由设定电阻值的电阻，自身具有利用Vbe的负反馈来抑制热失控的效果。其结果，即使省略了电阻77，也与图21的高频放大电路相同，可以抑制热失控。而且，在本实施方式的高频放大电路中，在抑制热失控的同时，同第9实施方式的高频放大电路相比，可实现布线设计的简易化和芯片面积缩小引起的低成本化。
(第十一实施方式)
图23是本实施方式中的双极型晶体管78的结构平面图。与图7B所示的第一实施方式的双极型晶体管1的平面图的不同点是，DC用基电极6和RF用基电极7的上表面形状不同。即，DC用基电极6在与发射电极13邻接的部分具有缺口，从DC用基电极6到发射极层11的距离14并不都相同，该距离在指部的长度方向的中央部较长，在端部变短。此时，在DC用基电极6和发射电极13之间按分布常数形成的基极层8的电阻22-1～22-3中，例如上述中央部的电阻22-2的电阻值变大，上述端部的电阻22-1、22-3的电阻值变小。由此，在双极型晶体管内容易引起过热的双极型晶体管的中央部，可以取大的Vbe的负反馈电压。并且，在DC用基电极6和发射电极13之间不通过高频，因此电阻22-1～22-3的分布即使不相同，也不会对高频特性产生不良影响。
而且，对于DC用基电极6的形状，并受本实施方式的例子的限定，通过使电阻22的大小在分布常数上不相同，可发挥其效果。通常，在高频用的双极型晶体管中RF用基电极7被设计为矩形，以使高频通过的RF用基电极7和发射电极13之间的电阻23-1～23-n成为相同的分布。在本实施方式的双极型晶体管78中，DC用基电极6因上述理由而不需要成为矩形，通过用不同形状来形成DC用基电极6和RF用基电极7，不会劣化高频特性，可以最优设计双极型晶体管内的Vbe的负反馈，在热失控的抑制中发挥效果。
(第十二实施方式)
图24是第十二实施方式的高频放大电路中的双极型晶体管79的结构剖面图。与图15所示的第四实施方式的双极型晶体管71的不同点是，具有多个RF端子401、402和与其连接的RF用基电极7-1、7-2，向各RF用基电极7-1、7-2从RF端子401、402输入其它的高频信号RF1、RF2。通过DC用基电极6和对应于二系统的RF信号的RF用基电极7-1、7-2分别被分离，可以高频地充分分离二系统的RF信号。并且，RF1及RF2分别是本发明的第1高频信号及第2高频信号的一例，RF端子401及RF端子402分别是本发明的第2端子及第3端子的一例，RF用基电极7-1及RF用基电极7-2分别是本发明的第2基电极及第3基电极的一例。
生产上的可利用性
本发明可以利用于高频用双极型晶体管及高频放大电路，尤其是用于携带电话等无线通信终端等的用途。