用于放大器的线性化方法与放大器设备 本发明涉及校正操作在射频上的放大器的非线性操作。本发明特别涉及用于RF放大器的线性化方法，在此方法中将数字输入信号划分为用于正交调制的复合基带正交分量，而且将此数字输入信号正交调制为射频信号并进行放大。
本发明还涉及线性化RF放大器设备，此设备包括安排为将数字输入信号正交调制为射频信号的正交调制器，安排放大器放大此射频信号。
射频功率放大器的操作范围比小信号放大器的操作范围大。因此，这些功率放大器是非线性的，这导致幅度失真与相位失真。这些非线性在输出信号中生成在原始信号中不存在的频率。例如，蜂窝无线电系统中的基站同时接收并放大多个终端的不同频率的信号，在这种情况中非线性放大器在最坏的情况下使要发送的无线电信号扩展到相邻终端使用的频率范围内。现有技术解决方案的目的是通过前馈或预失真来校正功率放大器互调所引起的信号失真。在前馈方案中，一般采用具有主放大器并用于实际信号的两个控制环路和用于信号失真的失真放大器。失真前馈因而用于校正实际信号。
在使用预失真的现有技术方案中，利用放大器将使信号失真的方式进行估算。将利用此估算进行放大地信号利用与放大器失真相反的失真变换进行预失真，换句话说，目的是找到由此放大器引起的失真的逆函数。此放大器随后在放大此信号的同时补偿此预失真，生成未受干扰的“线性化”信号。
在现有技术方案中，模拟或数字地执行预失真。在模拟预失真中，检测放大器失真的变化是困难的，因此，数字预失真是更优选的。数字预失真使失真能极为有效地进行校正。由于放大器失真例如受放大器的年限、温度和馈送给此放大器的信号变化的影响，所以利用查找表执行典型的数字预失真，这些查找表最好进行更新以实现适应性。结合在此作为参考的US5049832公开了这样一种方案。在此公开的方案中，预失真信息以直角坐标形式存储在存储器中，其目的是减少要存储的信息量，因此努力使此方案迅速适应不断变化的环境。具体地，根据此算法，这种类型的现有技术方案然而在不断变化的环境中不够稳定，这使放大信号有害地进行失真。
本发明的一个目的因而是提供一种方法和实施此方法的一种设备来解决上面的问题。
这能利用引言中描述的这种类型的方法来实现，其特征在于，利用LMS算法等从这些基带正交分量中形成此放大器的输出信号与提供给此放大器的未预失真输入信号之间的差，根据此信号差形成数字预失真系数，并且利用数字预失真系数通过改变此基带输入信号的复合正交分量的值在正交调制之前自适应地校正此放大器的非线性。
本发明的放大器设备的特征在于，此放大器设备包括：适配装置，用于利用LMS算法等从此基带正交分量中形成此放大器的输出信号与提供给此放大器的未预失真输入信号之间的差；预失真装置，用于通过利用数字预失真系数改变此基带输入信号的复合正交分量的值在此正交调制器之前自适应地校正此放大器的非线性。
利用本发明的方法与设备能获得几个优点。预失真变得更加稳定，并减少放大器失真。
现在将参考附图结合优选实施例更具体地描述本发明，其中
图1表示收发信机，
图2表示放大器设备，
图3A表示如何生成延迟，和
图3B表示FIR滤波器。
本发明的方案特别适于放大无线电系统的发射机中的射频信号。能应用本发明方案的蜂窝无线电系统包括GSM(全球移动通信系统)、DCS-1800(数字蜂窝系统)、CDMA(码分多址)与WCDMA(宽带CDMA)。
首先，让我们概要地讨论能是终端或基站的无线电系统的典型收发信机。让我们首先讨论信号接收。利用天线20接收信号，此信号从此天线传播到双工滤波器18。此双工滤波器18分开发射机侧与接收机侧。接收的信号从双工滤波器18传播到实际的接收机部分10，在此接收机部分10中通常解调与解码此信号，以检测发射的信号。现在让我们讨论信号发射。要发射的数据首先利用信道编码器12接收，此编码器编码并且通常也交织此信号，以对抗出现在此信道中的衰落与干扰。所编码的信号传播到调制器14，此调制器具体在本发明的方案中正交调制此信号。而且，此调制器14将此信号变换为射频信号。接下来，此信号还在功率放大器16中进行放大并传送到双工滤波器18。从此双工滤波器18中发送的信号传送到天线20并在此环境中作为电磁辐射进行传播。
首先，让我们利用图2考虑正交调制器102与正交解调器118的操作。经正交调制发送的数据在数字调制器98中分成两个部分。第一数据部分Ipd与来自载波生成器110的载波相乘，而第二数据部分Qpd乘以相移载波。如方框102所示，这些部分的和因而产生提供给放大器104的信号。在正交调制器118中，放大器104的输出信号又乘以未相移载波和相移载波。乘以未相移载波例如能以此数据乘以具有cos(ωct)形式的余弦载波的这样一种方式来表示。乘以相移载波能以此信号乘以具有sin(ωct)形式的正弦载波的这样一种方式来表示。因此，其间具有π/2相移的载波用于乘以这些信号。因为此信号的不同部分由于π/2相移而相互正交，所以能利用复数表达方式来表示这些数据部分。因此，例如，要发送的数据信号U能以U=I+jQ的形式来表示，其中I(同相)是第一数据部分，Q(正交)是第二部分，而j是虚单元。现有技术正交调制器允许I与Q数据部分的波形在乘以此载波之前进行修改。在CDMA技术中，I与Q数据部分也在与此载波相乘之前乘以扩展码。
现在让我们利用图2更进一步考虑本发明的放大器设备的操作。要进行放大的信号Uin首先在数字调制器98中从串行模式信号变换为两个并行信号分量。此变换将此信号分成两个部分Iin与Qin，这是正交调制的目的。在预失真装置100中将预失真生成为复合输入信号Uin=Iin+jQin与复合预失真系数F=Fi+jFq的乘积，从而获得的预失真基带信号分量Ipd与Qpd为：
Ipd=Fi*Iin-Fq*Qin
Qpd=Fi*Qin+Fq*Iin。
因此，预失真信号Upd是Upd=Ipd+jQpd。接下来，这些信号分量在IQ调制器102中进行正交调制、在RF放大器104中进行放大并通过天线116进行发射。在本发明的方案中，包括复数分量Ufe=Ife+jQfe的放大器104的输出信号Ufe在天线116之前利用定向耦合器105进行反馈并在IQ调制器118中正交调制为基带信号。反馈的基带与复合信号Ufe在适配装置120中与基带未预失真输入信号Uin进行比较。此输入信号Uin必须在显示装置114中进行显示以使此输入信号Uin与输出信号Ufe的数字符号的定时能相互对应。利用比较输入信号Uin与解调信号Ufe的延迟与相位的控制方框121来控制延迟处理。适配装置120改变以放大器104的失真的逆函数为模型的复系数F=Fi+iFq，以使此输入信号Uin与输出信号Ufe之间的差最小。例如，这能通过使平方差错最小来执行。利用Kalman算法、修改的Kalman算法(扩展的Kalman算法)、RLS(递归最小平方)算法或LMS(最小均方)算法在适配装置120中能解决通用LSE(最小平方差错)问题。此适配装置120最好采用最小化算法。让我们进一步讨论基于使这样的差的均方(即，差错)最小的LMS算法。在对应于样值n的时刻上差e(n)的函数是：
e(n)=Uin(n)-Ufe(n)。
此差e(n)用于以下面的迭代方式形成复合预失真系数F=Fi+jFq：
F(k+1)=F(k)-μe2(n)，
其中k是迭代系数。因而，获得的预失真系数F为：
F(k+1)=F(k)+2μe(n) Uin(n)，
其中 Uin(n)是此输入信号的复共轭。这些迭代的预失真系数F存储在存储器108中，在这种情况中，这些系数替代以前的预失真值。原则上，此存储器能包括存储在其中的任何数字(例如，实数1)作为预失真系数F的初始值。加权系数μ确定剩余差的适配与大小的收敛速率。考虑到稳定性，0＜μ＜2/Ptot对于加权系数μ是有效的，其中Ptot是输入信号Uin的总功率。
根据此输入信号Uin从存储器中检索预失真系数F。然而，这样的输入信号Uin不能用作存储器108的地址，而在地址计算装置106中形成此地址。利用此输入信号Uin的幅度来形成预失真表108中的地址。根据放大器104的类型，此地址能在计算装置106中计算为输入信号的平方和：
地=round(舍入)((k-1)*(Iin2+Qin2)/2+1，
或计算为此输入信号的平方和的平方根：
地址=round((k-1)*sqrt(Iin2+Qin2)/sqrt(2)+1，
其中k是预失真表的大小，round是舍入为最接近的一个整数，而sqrt指平方根。在这些公式中，Iin与Qin以单位圆进行归一化，以使其值在[-1,1]之间变化。当放大器在高输入信号功率电平上主要是非线性的，优选使用的地址是平方和，这是因为在高值上具有更大数量的地址。当放大器在低输入信号功率电平上也是非线性的，最好使用平方和的平方根作为地址。因此，具有F(k+1)=F(k)+2□e(n)Uin(n)形式的预失真系数F是表存储器108的输出。这些预失真系数因而是：
Fi(k+1)=Fi(k)+μ{(Iin2+Qin2-Iin*Ife-Qin*Qfe)
Fq(k+1)=Fq(k)+μ{Qin*Ife-Iin*Qfe}。因此，也以μ<0.5Iin2+Qin2]]>的方式单独为每个地址范围计算加权系数μ。
延迟装置114中的延迟控制必须利用足够的精度进行估算。例如，通过发送与接收M序列类型的伪随机噪声序列来估算延迟。具有足够好的自相关特性的其他序列也能用作伪噪声序列。M序列的一个优点在于：能容易地利用移位寄存器来生成这些M序列，并且其自相关性是窄峰值。通过计算发射与接收序列之间的相关性在控制装置121中估算延迟结果。延迟装置114将此输入信号延迟对应于所计算的延迟结果的长度。这种类型的相关性允许利用全部样值的精度来计算延迟。甚至比一个样值更准确地，例如以下面的方式将此延迟计算为部分延迟：
其中MaxCorr是最高相关值，Ncorr是紧接在此最大相关值之后的一个值，而Pcorr是在此最大值前面的一个值。数学上，例如以下面的方式来形成函数x(t)与y(t)的相关性C(□)：C(t)∫abx(τ)y(τ+t)dτ,]]>
其中a与b代表相关性的计算周期。数字上，相关行C以下面的方式计算为序列X与Y的交叉乘积：C(n)=Σi=1Nx(i)y(n+i)]]>
其中每个C(n)对应于相关行C的元素。当Y是在发射机中延迟的序列X时，能定义此发射机的延迟。如此形成的部分值用于数字部分值滤波器中，此滤波器使此信号充分延迟。优选地，有效并且连续地延迟此输入信号Uin，在这种情况中，发射机为保持此延迟为最优而递归地通过放大器104发射伪随机序列。图3A表示这样的部分延迟实施为Farrow(产仔猪)结构。此输入信号Uin与形成的部分结果用作Farrow结构的输入。此输入信号Uin馈送到四个FIR(有限脉冲响应)滤波器300、302、304与306中。FIR滤波器300的输出与此部分结果在乘法器308中相乘，此后在加法器310中将此输入加到下一FIR滤波器的输出上。此和信号在乘法器312中与此部分结果相乘。接下来，此输入在加法器314中加到FIR滤波器304的输出上，并且此和在乘法器316中乘以此部分结果。此输入又在加法器318中加到FIR滤波器306的输出上，从而加法器318的输出信号是以所希望的方式延迟的信号。这种类型的Farrow结构是延迟方框114的一部分。方框106、108、114、120与121形成本发明方案的一个适配部分130。
图3B表示FIR(有限脉冲响应)滤波器的一般方框图。此FIR滤波器包括延迟元件3001-3003、加权系数方框3004和加法器3005。图3A的FIR滤波器300-306如图3B所示。输入信号Uin在每个延迟元件3001-3003中进行延迟，并在加权系数方框3004中利用合适的加权系数加权延迟的信号。所延迟与加权的信号在加法器3005中相加。本发明的方案提供几乎无限制数量的延迟与加权系数组合来在Farrow结构中对输入信号进行所希望的部分延迟。例如，能给出使用8抽头FIR滤波器的方案作为一个示例。结果，具有8个延迟元件和8个加权系数方框。这些加权系数能全部为1，并且延迟在所有延迟元件3001-3003中能是相同的特定延迟。
本发明方案中的另一基本方框是相位调整的方框112。结果，在本发明的方案中测量输入信号和利用放大器放大的信号。通过比较这些信号，控制此相位调整方框112以保持IQ调制器102与118中上与下变频器载波相位同步。通过改变复合输入和/或反馈信号的相角利用数字信号处理也能在基带部分中执行相位调整。最好在控制相位调整方框112的延迟与相位方框121中执行相位调整。在本发明的方案中也最好有效地执行此载波相位的监视，换句话说，信号相位连续地进行监视并在必要时进行改变。
在本发明的方案中，在适配装置120与存储器108中如此执行适配。特别地，对于数字信号处理，例如，能利用ASIC(应用特定的集成电路)或VLSI(超大规模集成电路)来实施本发明的方案。要执行的功能最好实施为基于软件的微处理器技术。
虽然上面根据附图结合示例描述了本发明，但显然本发明不限于此而能在所附的权利要求书中公开的本发明思想的范畴内以各种方式进行修改。