一种电子管倒相放大电路 本发明涉及一种电子管倒相放大电路，尤其是一种应用于高保真音响功率放大和一些要求高效率、高精度的无线电发射的电子管倒相放大电路。
电子管是最古老的电子放大器件，本世纪五十年代末，由于晶体管的出现，电子管几乎面临淘汰，但是今天，要让它彻底退出电子领域还不是件可能的事，首先，在音响界，人们在长期使用晶体管功放机时普遍发现，晶体管功放机无论在音质和音色上，特别是表现音响的艺术性上，很难代替电子管功放机，而且有一些影响音质的因素很难克服，在数字音源普及的今天，人们普遍难以接受听感上所谓的不自然的“数码味”，而电子管功放机能较好的改善这个问题，使声音变得耐听，在这种情况下，电子管功放机重新回到了人们身边，成为音响界的贵宠，国外和国内又纷纷开始电子管功放机的生产制造，与以前相比，主要体现在工艺的改进上，沿用的都是传统的线路，几乎再没有创新，电子管功放机和晶体管功放机相比较，在技术指标上很难做高，这是它的一大缺陷。其次，在大功率的高频无线电发射管中，仍然是电子管独占鳌头，晶体管还无法取代它，所以说，电子管技术在今天仍然有十分重要的用途。
在推挽功率放大电路中，需要把单端信号电压转换成一对反相地平衡信号电压，分别对信号波形正负半周进行放大，最后合成一个完整的信号波形，完成这个工作的电路被称之为倒相电路，传统的倒相电路主要有以下五种：
一、剖相式(也称分负载式)。
二、共阴极长尾式(以下简称长尾式)。
三、分压式。
四、自动平衡式。
五、变压器耦合式。
在音响放大电路中，分压式在早期应用的较多，但性能不高，剖相式和长尾式由于性能优越在今天得到广泛的应用，其他的几种基本上已经不用了，在这里只讨论前三种。
传统的倒相电路结构不够完善，由于存在相移元件和其他有关因素，致使两路输出信号在相位上不平衡，虽然空载时两路输出信号电压的相位是平衡的，但是，当接入负载以后，两路输出信号电流的相位是不平衡的，就是说，两路输出信号电流的相位差并不是正好相差180度，其中一路的相位会有所超前或滞后，这个电流作用倒负载上，得到的输出信号电压的相位就不再是平衡的，这样，在最后合成一个完整的信号波形时，出现所谓的波形交越失真，而且频率越高，这个问题越突出。在音响器材上，带来的问题是听感不好，不够圆润自然。在其他放大场所，向更高的频率进行的时候，相位的不平衡会使放大效率降低，信号放大波形紊乱，甚至导致放大失败。所以说，相位不平衡的问题是一个重要的有待解决问题。
下面简要分析一下前三种倒相电路各自的优缺点和存在的问题。
(一)、剖相式：见图1。
由于将负载电阻平分为二，倒相管阴极电阻很大，具有深度负反馈作用，所以增益小于1，没有放大作用，不能推动大功率的功放管，并且屏、阴输出阻抗不一致，灯丝与阴极间存在分布电容，使得高频范围内输出信号幅度不平衡，相位平衡度不好，另外，由于输入端和前一级直接耦合，故阴极电位很高，一般超过了阴极与灯丝的耐压极限，应当解决阴极与灯丝间的耐压承受问题，还有，在管子的选用和电路的设计上自由度不高。优点是，电路很简单，性能稳定。
(二)、共阴极长尾式：见图2。
两只电子管靠共阴极电阻完成差动放大倒相，一只管子栅级与前级直耦，另一只管子通过一只落地电容与地交流连接，这个电阻取值较大，同样存在深度负反馈，增益低，但大于1，有一定的放大作用，由于共阴极电阻受到限制不能取得过大，差动性能不是很理想，阴极电位很高，同样要处理好灯丝和阴极的耐压承受问题，另外，由于那只落地电容的存在，会造成输出信号相位不平衡，选管的自由度也不高。优点是，电路简单，性能稳定，输出阻抗、等效电容一致，幅度平衡性较好。
(三)、分压式：见图3。
电路较为复杂，适合驱动自给偏压的后级功放管，如果功放管用固定偏压，电路更为复杂。由于两路输出信号经过的电容，电阻的级数、个数不一样多，所以输出信号相位的一致性更难保证。优点是，增益大，可以不用前置电压放大级，不用再设推动级而直接推动功放管，线路的设计，选管有很大的自由度，而且，阴极电位很低，不需要解决灯丝与阴极的耐压承受问题。
通过以上分析，可以看到，它们各有各自的优点和缺点，难以兼顾各个方面的技术指标，两路输出信号相位不平衡，是共同存在的缺点。
本发明的目的在于提供一种既解决了传统倒相放大电路输出信号相位不平衡缺点又保持其优点的电子管倒相放大电路。
本发明是这样实现的：一种电子管倒相放大电路，包括两个放大单元，两个放大单元之间采用直耦分压方式连接。
本发明的优点是：该电路采用直耦分压结构，两路信号对称性好，输出阻抗、输出电容、以及等效电容一致，输出信号幅度平衡度良好，最突出的改善是输出信号相位完全平衡，另外，电路设计、选管有很大的自由度，倒相管阴极电位很低，也不用解决灯丝和阴极的耐压承受问题，还有一点，就是大环路负反馈可以很方便地设在倒相级，这也是它的一大优点。
本倒相电路在音响电路上经过实践，性能良好，稳定度高，音质保真度高，对听感的改善非常明显，声音表现全面优于传统的倒相电路。
以下结合附图对本发明的具体实施方式做进一步详细的描述。
图1为剖相式电路原理图。
图2为长尾式电路原理图。
图3为分压式电路原理图。
图4为本发明电路原理图。
附表为本发明倒相电路和三种传统倒相电路性能比较一览表。
本发明采用直耦分压式电路结构，如图4所示，由两只相同型号的电子管V1、V2共同完成倒相放大任务Ra1、Ra2分别是V1、V2管的负载电阻，一端接到同一组电源的正端上，另一端分别接V1、V2管的屏极Rk1、Rk2分别是V1、V2管的负偏压电阻，一端分别接V1管的阴极(B点)、V2管的阴极(C点)，另一端接地R1与R2串联，构成分压电路，上端接V1管的屏极，下端接地，中端(A点)直耦接V2管的输入栅极；Rg是V1管的栅漏电阻，一端接V1管的栅极，另一端接地；C1、C2分别是V1、V2管的信号输出隔直电容，一端分别接V1、V2管屏极，另一端分别接两路信号输出的负载；V1管的栅极是倒相电路输入信号Vin的输入端，V1、V2管的屏极分别是两路输出信号Vout1、Vout2的输出端。大环路负反馈可以设在本级，B点是反馈信号的输入点，Rf是反馈电阻。也可以不设在本级，这时Rf省去不用。
由于，电子管的栅级输入信号和屏极输出信号的相位差是180度，所以，由V1管屏极的输出信号Vout1和输入信号Vin相差180度，V2管的输出信号Vout2是由V1管屏极输出信号分压放大得来，所以输出信号Vout2与输入信号Vin是同相的，因此得到的两路输出信号Vout1、Vout2是一对被放大了的相位相反的信号。
由于该电路两个放大单元是直耦连接方式，且对称性更好，两路信号输出阻抗、输出电容、以及等效电容一致，所以两路输出信号相位精确度很高，不会存在其中一路输出信号相位超前或者滞后的问题，因此，相位平衡度非常好。
下面分析一下直流工作点和交流工作点的确定。由于Rk2比Rk1取值稍大，V2管的局部交流负反馈稍微大一些，两管的增益会稍有差别，在以下工作点计算过程中为了计算过程简化，暂不考虑这一因素。
(一)、直流工作点的确定：
当V1管的工作点确定以后，V2管应当具有和V1管相同的直流工作点，A、B、C点的电压满足等式：Vb＝Vc-Va，两管的屏流满足等式：Iv1＝Iv2，要确定V2管的工作点，首先要确定电阻R2的值，然后根据A点的电压确定C点的电压和电阻Rk2的值，计算过程很简单，从略。但是电阻R2的选值首先要由交流工作点的取值确定。
(二)、交流工作点的确定：
V1管的增益A1确定以后，V2管的增益A2满足等式：A2＝A1。所以R2的取值满足公式：(R1+R2)/R2＝A2＝A1。计算过程从略。
通常R1可取1M，R2取20k～30k左右，Rk2通常为几个k，是Rk1值的2～3倍，Ra1＝Ra2，A点的直流电压约为2～3伏。R2可用电位器代替以便于调整。
值得一提的是，V2管不会由于直接耦合V1管影响稳定度，因R1取值很大，远远大于R2，直流工作点的漂移波动经过R1与R2的分压，反应到A是非常微弱的，同时由于Rk2比Rk1取值稍大，V2管的局部负反馈大一些，更有利于该级的稳定。
由于采用上述电路结构，输出信号的相位具有很高的平衡精确度。
该倒相电路，结构简单，性能稳定，由于Rk1、Rk2取值很小，不存在深度负反馈，故电压增益很高，可不用前置放大，直接推动功放管，效率很高。
附表：倒相电路类型 电路 简图电 路结 构稳定性选 管自 由度电路增益输出幅度平衡度输出阻抗和等效电容阴极和灯丝耐压承受输出相位平衡度综合性能指标剖相式 图1很简单好小低(＜1)中频段较好不一致要解决较好好长尾式 图2简单好小低(＞1)全频段较好一致要解决不好好分压式 图3后级固定偏压时复杂好大 高(远＞1)全频段好一致不用解决不好较好长臂式 图4简 单好大 高(远＞1)全频段好一致不 用解 决很好很好