本发明涉及处理视频信号的装置，特别是对已处理过信号的幅度进行控制的装置。 本发明涉及电视接收机中色度信号的处理，然而，并不局限于这种应用。在电视接收机中，接收到的视频信号被分离成亮度分量和色度分量。对亮度分量和色度分量分别进行处理，再将处理后的信号重新组合，产生R、G、B（即：红、绿、兰）三基色信号，再去激励图像显示设备。
在时间顺序上，色度分量包括同步信号和跟随其后的色度图象信息。按照惯例，色同步信号的幅度及它与图象信息幅度的比值通常是固定不变的。但由于广播设备或传播媒介等出现故障或障碍，常常使接收信号的色同步信号（和图象信息）的幅度偏离正常电平值。在通常的接收机中，有一个自动色度控制（ACC）电路，用于校正偏差并将色度信号恢复到正常电平。ACC电路将色同步信号的幅度与预置的基准电平作比较，并放大或衰减色度信号，以使色同步信号的幅度保持在希望的数值。
由于ACC电路工作失误或微分色同步图象信息的偏差，ACC电路会将色同步信号幅度提升过高。其结果使再现地图象具有过于明亮的颜色。为了对上述情况进行校正，提供了一个色度过载电路，用于监测由ACC电路输出的色度信号，当色度信号的幅度超过预置的幅度时，这个电路对色度信号进行衰减。在通常的模拟接收机中，可用一个简单的可控增益放大器、一个二极管和一个低通滤波器来实现色度过载电路的功能，其中，可控增益放大器用于衰减信号，二极管和低通滤波器用于信号监测。
在以数字方式，即用二进制运算处理视频信号的接收机中，放大/衰减意味着乘法运算，而二进制乘法器体积较大、价格较贵，因此应避免使用。其次，现有的二进制器件还不能实现相当于二极管检波器的非线性处理功能。最后，在信号通道中最适于实现色度过载保护的某一点上来获得色度信号是不可能的。
依据本发明的原理，数字视频信号幅度控制装置包括一个倍增器，它有一个与数字视频信号源相耦合的输入口和一个控制输入端。一个检波器，它产生一个与数字视频信号幅度有关的控制信号。检波器包含一个分段线性加权装置，这个装置提供了二个灵敏度电平，即用于信号幅度低于预定值的第一灵敏度电平，和用于信号幅度高于预定值的第二灵敏度电平。还提供了将控制信号耦合到乘法器的控制输入端的装置。
本发明的一个实施方案是一个数字信号过载校正电路。这个电路具有分段线性检波功能，在一个场周期内完成对信号的平均，并产生一个控制信号。这个控制信号用于改变预先存在的信号倍增器电路的增益因子，这个倍增器电路对处理的信号起作用。在一个实施方案中，乘法器电路是一个色度信号饱和倍增器。在本实施方案里，检波器监测色饱和乘法器的输出信号，同时检波器的输出信号改变色饱和增益因子。检波器是程序控制的，以适应用户控制的色饱和因子的变化。
色度过载检波器包括一个信号加权电路和一个信号平均电路。平均电路产生一个信号，该信号相应于在一个场周期内加权信号的平均值。而后，用这个平均值作为过载控制信号。加权电路对不同幅度的信号所加权重也不一样，幅度大的信号，权重也大，幅度小的信号，权重小。这个电路包括一个基准电平发生器，它提供一个信号值XR用于区别信号幅度的大小。用所使用的信号样本Xn减去XR，并且把正的差值送入第一标定电路以产生样本值（S2-S1）（Xn-XR）P。其中，（S2-S1）是标定因子，（Xn-XR）P仅代表（Xn-XR）的正值。送入的信号Xn也被送入第二标定电路，产生信号样本为S1·Xn，其中，S1是第二标定因子。然后，对比例加工后的样本求和，生成由下式定义的信号样本Yn
Yn＝S1Xn+（S2-S1）（Xn-XR）P
这些样本被送入平均电路。通过改变基准值XR而程控加权电路。
在附图中：
图1是数字接收机中部分单元的框图，包括一个位于色度信号处理通道上的信号过载控制电路。
图2和图5是可用于图1电路中的信号过载控制电路的框图。
图3是分段线性加权电路的逻辑图，可代替图2的信号过载控制电路。
图4是图3电路的转移特性的图形。
在下面的描述中，假设数字信号以二进制补码并行位形式表示。附图中，各单元之间宽的联线为并行位母线，用以适应并行各位采样值的传输，而各单元间细的联线表示单线联接关系。不同图中标有相同数字的单元具有相同的功能。
图1示出数字电视接收机中基本信号处理过程的框图。在接收机中，由天线10接收通常的模拟电视信号，并被送到常规的模拟调谐中放检波电路12。电路12给出一个模拟基带全电视信号，并输入到模拟一数字转换器（ADC）20中。ADC20以诸如四倍于彩色副载波频率的采样率对模拟视频信号采样，生成一个数字序列。数字视频样本输入到梳状滤波器22中，分出全电视信号的亮度分量和色度分量。亮度分量被送入亮度信号处理单元26，该单元可包括诸如低通滤波器，信号峰值电路，对比度控制等。由单元26处理后的亮度信号被送入矩阵电路30，在此与处理过的色度信号组合，产生用于激励显像管的红（R）、绿（G）、兰（B）三种信号。
由梳状滤波器22输出的色度分量被送入带通滤波器24，滤除低频噪音和串色色度信号。经过带通滤波的色度信号传送给ACC彩色抑制器电路28，该电路调节色度信号的幅度，以保持色同步信号的幅度恒定。而当色度信号幅度低于一个预置的容许电平时，电路28输出一个零值色度信号。
ACC电路28输出的色度分量加入到饱和倍增器34中，在此，数字样本被标定。从而按照观众的爱好调节再现图像的彩色亮度。由倍增器34输出的样本又被送到彩色解调电路32中，完成对色度信号的解调，例如，把色度信号解调成二个与其正交的色差信号（R-Y）和（B-Y）。二个色差信号被送入矩阵电路30。注意，饱和倍增器34和解调器32的相对位置可以交换。
在数字接收机中，大部分信号处理单元在中央控制单元的控制下工作。为了方便起见，图1中的控制单元仅与饱和倍增器相联。在这种情况下，控制单元接收由用户输入的饱和度控制信号，并把它转换成倍增器34可接收的形式。
图1中还有一个与倍增器34输出端相联的信号电平控制单元或色度过载检测器（COD）36。COD36产生一个与一场或一帧期间内的色度信号平均值有关的信号，该平均信号被输入到控制单元38。根据这个平均值，控制电路38再次调整施加给倍增器34的饱和度比例因子，以使平均的图象彩色饱和度或彩色亮度保持在观众喜欢的调节位置。
以虚线表示的框图40是COD单元的另一种安排，其中，色度信号在饱和度倍增器之前受到监测。在这种组合中，COD单元不对用户给定的饱和度调节起抵销作用。在两种COD单元的组合方式中，信号过载系统包括一个预先已有的信号倍增器（例如，单元34），使得为完成所述功能所需的辅助部件减至最少。
最好将COD单元联到倍增器之前，因为这样可将该检波器设计成具有固定的检测功能，而不象COD36那样具有可程控功能。然而，电视设计师可能利用不了饱和度倍增器的输入连接。例如，如果电视接收机按照西德弗赖堡（Freiburg）的ITT Intermetall生产的DIGIT2000超大规模数字电视处理电路进行设计。设计师仅能获得饱和度倍增器的输出信号，通过控制单元间接地获得倍增器标定因子的输入信号。在这种情况下，设计师被迫按照单元36的排列方式实现COD的功能。
图2较详细地示出过载检测器36′的结构。假定饱和倍增器34的输入信号是未被解调的色度信号。这个信号是一个调幅调相的正弦信号。因此，其数字表示的幅度将按照瞬时采样的相位而变化。又假定采样率是彩色副载波频率的四倍，则生成具有正交关系逐次交变的样本。对于过载调节有用的量是色度信号的幅度或峰一峰值，而不是逐次的样本的值。因此，应该首先检测色度信号的幅度。这个功能由单元45完成，单元45与倍增器34的输出连线相联。通过单元45，可计算出逐对相邻样本的平方和的平方根，由此确定幅度。另一种情况，它也可以是一个估算幅度等的装置，同时，概括地讲，由于其总的功能是限制色度信号的最大值，因此，在进行幅度计算时可忽略样本较低的有效位。
幅度样本被送入信号加权单元47，单元47具有一个分段线性转移函数。这个函数有二个斜率，对大幅度信号施加重权，而对幅度较小的信号所施加的权也较小。转移函数的形状近似地等效于用在模拟过载检测中的二极管转移特性或三极管基极-发射极之间的转移特性。
加权后的振幅值从单元47输出，送入累加器49，在一个预定的时间间隔内（例如一个场周期或一个帧周期），累加器49累加加权后的幅度值，或计算加权后的振幅值超过预置值的次数。单元49产生的累加或集合的值作为一个输入信号而送入比较器53。由存储单元51给出的过载基准值作为另一个输入信号送入比较器53。如果累加值超过基准值，比较器产生一个信号，输入给控制单元38，指示应该减小施加于倍增器34的倍增因子。比较器可设置成以其本身的差值作为倍增因子需变化的百分比的指示，也可设置成仅以差值的符号作为指示。在后一种情况中，在每次比较器提供信号的时间间隔内，控制单元按照程序的设置定量地递增或递减倍增因子。
例如，如果控制单元38是一个微处理器，则通过适当的软件程序，可使单元51和单元35合并。
考虑当系统运行于稳定状态下，用户试图增加图象的彩色饱和度，即，用户通过调节用户可控的饱和度旋钮，增加了对饱和度倍增因子所起的作用。如果其它没有改变，倍增器34和检测器45的输出信号幅度将随之增加，同样，累加器49输出的累加值也将增加。后一个增加的值将力图使控制单元38抵消掉用户直接造成的饱和度增加，实际上将使饱和度调节失效。（前面提到，如果检测器的入端联接到倍增器之前，则这种情况下不会出现）。为了克服过载保护-饱和倍增器的自身抵消情况，加权单元47的转移函数随着用户可控的饱和度变化而同时改变。对于较大的饱和度设置，加权电路按照程控设计给予大部分的输入信号以较小的响应灵敏度，反之亦然。
检测器的加权电路示于图3，其响应曲线示于图4。响应曲线有二个斜率，较低值的斜率从零到拐点（即，二个斜率的交叉点），较高值的斜率位于拐点以上。例如，较小的和较大的斜率可各为1/2和4 1/2 ，拐点的横坐标位于XR。由单元45（见图2）输出的小于XR的色度信号幅值乘以因子 1/2 ，而大于XR的信号幅值乘以因子4 1/2 。因此，整个检测器对于大幅度的信号呈现较高的灵敏度。结果防止了小面积高饱和度图象所呈现的不自然的浓色或亮度。
通过改变拐点的位置或拐点的值提供了加权单元的程控能力（这种变化通常伴随着过载基准的同时改变）。当拐点移到一个低值XRL时，则大部分的输入信号被较大的斜率值加权，而当拐点向右移至XRH时，输入信号中只有少量幅度足够大的样本受到较大斜率值的作用。
令Xn为第n个输入加权电路的幅度样本，Yn为加权电路47（见图2）输出的第n个加权后的样本。Yn的值可描述为
Yn＝S1Xn+（S2-S1）（Xn-XR）P（1）
其中，S1和S2表示单元47转移函数的二个斜率值，S1小于S2，（Xn-XR）P仅当差值Xn-XR为正时非零。因此，差值（Xn-XR）为零或为负时，（S2-S1）（Xn-XR）P项等于零。假定RR是对应于拐点值为XR时的过载基准电平。累加器49的输出值OA可表示为一个场周期的和，即
OA＝Σf i e l d]]>Yn（2）
并且，比较器53的输出Co为
Co＝OA-RR（3）
下面，考虑用户将饱和度增益提高了M倍，使得对于相同的图象信号，其幅度X′n是原幅度的M倍，即
X′n＝MXn（4）
当用户调节饱和度增益使之提高M倍时，控制单元改变了转移函数的拐点值，使之为XR处的原拐点值的M倍。控制单元38（见图2）也将过载基准电平改为一个新值R′R，R′R等于原过载基准电平RR的M倍。假定倍增器增益改变，由单元47产生新的输出值Y′n如下式所示
Y′n＝S1X′n+（S2-S1）（X′n-X′R）P（5）
＝S1MXn+（S2-S1）（MXn-MXR）P（6）
或者
Y′n＝MYn（7）
累加器49输出的值O′A等于
O′A＝∑Y′n＝M∑Yn（8）
并且，比较器53给出一个新的输出数值C′o
C′o＝O′-R′R（9）
＝∑Y′n-R′R（10）
＝M（∑Yn-RR） （11）
＝MCo（12）
因此，整个回路将幅度值稳定于原幅度的M倍处，原幅度值指在饱和度因子增加前的稳定幅度值。
图3示出一个典型的程控加权电路，图4为该电路具有的转移特性。在电路中，幅度检测器45输出的幅度值被送入输入口60。这些值作为被减数输入减法电路61中。控制单元38送出的拐点值作为减数送入减法器61，减法器产生差值（Xn-XR）。差值的最高有效位或符号位被送入与门62的一个反向输入端，其它位输入到与门62的同向输入端。由于我们曾假定参与处理过程的样本均以二进制补码表示，因此，差值（Xn-XR）为正时，其最高有效位等于零或逻辑低，为负时，最高位是1或逻辑高。这样，与门62仅能通过大于零的差值（Xn-XR）P，而对于小于零或等于零的差值，与门62的输出等于零。与门62可由多个两输入端的与门实现，各用于差值的各数据位，每个与门有一个反向输入端，与差值的符号位联接，另一端为同向输入端，分别与差值的各数据位相接。
从与门62输出的差值信号输入到乘法电路64，完成差值与两个斜率之差（S2-S1）相乘的运算。如果S1等于 1/2 ，S2等于4 1/2 ，则（S2-S1）等于4，它是2的倍数。在这个例子中，乘法器64可化简为一个在线位左移部件，而不需其它电路元件。乘法器64的输出值送到加法电路65的一个输入口。
在输入口60处幅度样本也被送入第二个乘法电路63。乘法电路63根据斜率S1对幅度样本Xn作标定。选择S1等于 1/2 ，使得用一个硬件在线位右移部件即可实现电路63，而无需其它元件。
乘法器63的输出值被送到加法器65的第二个入口。加法器的输出值即为Yn。（显然，定义Yn的方程（1）描述了图4的转移函数）。
在移动拐点或对图3的装置编程时，仅需改变输入减法器单元61的拐点值。控制单元应对一组参数编程，这组参数对应于拐点值、饱和度和为预置工作点而设的过载基准值。每当用户调整饱和度后，控制电路根据事先存好的一组参数值，计算出正比于饱和度变化的新的拐点值和过载基准值，并把这组新值送入相应的电路。一旦希望的饱和电平建立后，则输入到饱和倍增器的饱和值依照比较器的输出响应而一幅画面、一幅画面地或一场、一场地改变，如果比较器的输出为正或为负，在控制单元的控制下，饱和倍增器的增益分别自动减小或增加，最终使比较器的输出趋向于零。
图5示出COD系统的另一个实施方案。未被解调的色度信号或经解调后的一个色差信号从饱和倍增器76的入口75输入。组合的饱和-COD增益控制信号通过信号总线88输入到倍增器76的增益控制输入端。增益受控的色度信号从倍增器76输出到总线89。用户给出的饱和度控制信号通过总线83送入图5的电路。
饱和度控制值被送入第一和第二标定电路80和81。标定电路80按分段线性加权电路77之需而生成一个拐点值，并完成因子K1/Maxsat与饱和度信号相乘的运算，其中，K1是可用的最大拐点值，Maxsat是最大的可用饱和值。因此，当给定的饱和值等于值Maxsat时，输入至电路77的拐点值等于K1。所有其它的拐点值将正比于当前输入的饱和值。
总线89上的输出色度信号被送入加权电路77的信号输入端。电路77可以是图3所示的类型。加权后的色度样本从电路77输出到比较器78的第一输入口。
标定电路81产生一个过载基准电平，输入到比较器78的另一个入口。标定电路81完成饱和值与因子K2/MaxSat相乘的运算，其中，当饱和值等于MaxSat，且所用的拐点值等于K1时，K2对应于一个适当的过载基准值MaxRef。电路81根据饱和值产生正比于当前饱和值的过载基准值。
比较器78产生一个具有非零、和零逻辑状态的双电平输出信号，分别对应于加权后的色度样本大于或小于过载基准值的情况。比较器78受到时钟信号φS的控制，时钟频率等于采样频率，使每一次样本比较后，提供给比较器一个回零信号。因此，每个大于基准值的加权色度样本将在比较器78的输出端产生一个脉冲。
从比较器78输出的脉冲信号送入计数电路79，记录诸如一个帧周期内出现的脉冲次数。现行帧周期内脉冲总数根据时钟信号Vsync/2被存入锁存器90，其中时钟信号与垂直同步脉冲同步。同时，计数器79被置零，为记录下一帧的过载脉冲做准备。
总线83上的饱和值在单元82中由因子K3标定，其中，K3等于回路增益常数。在减法器84中，从经过比例处理的饱和值中减去存贮在锁存器90中的过载记数值，差值在单元85中受到低通滤器的滤波。低通滤波器85的时间常数至少达一个帧周期之长。将滤波后的信号在单元86中除以回路增益K3后，送入限幅器87，把最大的信号样本值限制在MaxSat。限幅器87的输出作为增益输入信号通过总线88送入倍增器76，注意，所有框在框线100中的单元都可包含于一个微处理器中。