用于电力线通信的电源自同步反相调制解调器.pdf

1、(10)申请公布号 CN 102684744 A (43)申请公布日 2012.09.19 C N 1 0 2 6 8 4 7 4 4 A *CN102684744A* (21)申请号 201210154318.6 (22)申请日 2012.05.18 H04B 3/54(2006.01) (71)申请人苏州东奇信息科技有限公司 地址 215026 江苏省苏州市工业园区仁爱路 150号第二教学楼D322室 (72)发明人吴乐南 来斌 王帆 史亚光 (54) 发明名称 用于电力线通信的电源自同步反相调制解调 器 (57) 摘要 本发明公开了一种用于电力线通信的电源自 同步反相调制解调器，该调制解

2、调器采用不对称 的反相调制作为传输信号，利用收发终端电源频 率相同的特点，首先采用典型的锁相环频率合成 器来实现与电源频率严格同步的信号发生器，再 利用该同步信号发生器取代常规的晶体振荡器， 从而一举消除了收发频差，彻底省去了电力线数 字通信接收机所必须的载波同步、采样同步和时 钟同步步骤，实现了电力线通信反相调制数字接 收机解调器的自同步。 (51)Int.Cl. 权利要求书1页 说明书7页 附图6页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 1 页 说明书 7 页 附图 6 页 1/1页 2 1.用于电力线通信的电源自同步反相调制解调器，包括调制器和解调器，其

3、特征在 于： (1)所述调制器和解调器均包括一电源同步的信号发生器(5)，所述电源同步的信号 发生器(5)主要包括一锁相环频率合成器(501)，电网(505)依次通过电压互感器(504)、 低通滤波器(503)和正弦波/方波转换电路(502)将信号传输给所述锁相环频率合成器 (501)，所述锁相环频率合成器(501)主要包括依次连接的鉴相器、环路滤波器和压控振荡 器，所述压控振荡器还通过一分频器连接至所述鉴相器； (2)所述调制器和解调器之间通过不对称的反相调制方式进行传输信号；所述表达式 如下： s 0 (t)sin c t，0tT 其中，s 0 (t)和s t (t)分别表示码元“0”和“

4、1”的调制波形， c 2f c 为载波角频率； 码元周期T2N/ c 持续了N1个载波周期，“1”码元的调制时间长度2K/ c 持续了KN个载波周期，Kf c 和NTf c 均为整数以保证整周期调制。 2.根据权利要求1所述的用于电力线通信的电源自同步反相调制解调器，其特征在 于：所述解调器包括一耦合滤波器(1)，所述耦合滤波器(1)将信号传输至限幅放大器(2)， 所述幅放大器(2)将信号传输至冲击波滤波器(3)，所述冲击波滤波器(3)分别连接包络 检波器(4)和可变延时器(8)，所述包络检波器(4)连接门限检测器(6)，所述门限检测器 (6)连接延时计算器(7)，所述延时计算器(7)连接所述

5、可变延时器(8)，所述可变延时器 (8)连接码元内积分判决器(9)，所述电源同步的信号发生器(5)将50Hz工频电源信号传 输至时钟发生器(10)，所述时钟发生器(10)分别连接至所述冲击波滤波器(3)、包络检波 器(4)、门限检测器(6)、延时计算器(7)和所述码元内积分判决器(9)，所述码元内积分判 决器(9)输出信息序列，所述门限检测器(6)对冲击包络进行整形，得到归零码，所述归零 码同时传输给所述延时计算器(7)和所述时钟发生器(10)。 3.根据权利要求1或2所述的用于电力线通信的电源自同步反相调制解调器，其特征 在于：所述锁相环频率合成器(501)由CD404集成芯片构成。 4.根

6、据权利要求1或2所述的用于电力线通信的电源自同步反相调制解调器，其特征 在于：所述正弦波/方波转换电路(502)为一主要由555定时器和电容构成的过零比较器。 权 利 要 求 书CN 102684744 A 1/7页 3 用于电力线通信的电源自同步反相调制解调器 技术领域 0001 本发明属于数字通信技术领域，涉及电力线载波数据通信系统，尤其涉及低压电 力线载波调制解调器的收发同步方法，更具体的说，涉及一种用于电力线通信的电源自同 步反相调制解调器。 背景技术 0002 众所周知，同步是数字通信的基础。在无线通信系统中，由于多普勒频移和振荡器 稳定度等因素，导致了收发频率偏差和相位不一致，因此

7、收端必须首先解决载波同步，即得 到或恢复出与发端同频同相的载波频率。在此基础上，进一步得到与载波频率或码元速率 具有比例关系的采样脉冲，即实现采样(时钟)同步。接下来，再实现码元(位)同步，也 许还有帧(包)同步等。 0003 电力线通信(PLC：Power Line Communication)是利用电力线网络作为传输媒介 的一种通信方式，而低压电力线载波通信也被认为是提供”最后一公里”解决方案最具竞争 力的技术之一，在远程抄表系统方面已逐步形成应用研究的热点，也是智能电网的底层基 础支撑，潜在市场巨大，仅国内即有1.7亿块电表PLC模块的市场需求。由于市场容量巨大 且面向千家万户，供电部门

8、对于PLC模块的采购价格有严格的限制，因此，尽量降低PLC模 块的成本具有直接的经济效益。另一方面，由于低压电力线通信的特殊性，特别是中国的低 压电力线信道极为恶劣，PLC的传输可靠性是能否成功应用的关键，这主要取决于PLC系统 所采用的调制解调方式。 0004 而传统的PLC系统主要采用经典的频移键控(FSK)调制或相移键控(PSK)调制， 解调器采用相干解调首先需要恢复载波，结构较为复杂；近来为了提高抗干扰能力，也采用 了诸如直接扩频和正交频分复用(OFDM)等现代通信技术，但底层仍然是基本的BPSK(2进 制)或QPSK(4进制)的调制方式，在频带利用和抗干扰性能方面仍难免顾此失彼，而且

9、更 是以极大地增加系统复杂度为代价。因此，现有技术和产品在满足市场需求方面仍有差距。 发明内容 0005 为克服现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种用于电力线通信的电源自同 步反相调制解调器，本发明消除了收发频差，彻底省去了电力线数字通信解调器所必须的 载波同步、采样同步和时钟同步步骤，实现了电力线通信反相调制数字解调器解调器的自 同步。 0006 为实现上述技术目的，达到上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现： 0007 一种用于电力线通信的电源自同步反相调制解调器，包括调制器和解调器，所述 调制器和解调器均包括一电源同步的信号发生器，所述电源同步的信号发生器主要包括一 锁相环频率合成

10、器，电网依次通过电压互感器、低通滤波器和正弦波/方波转换电路将信 号传输给所述锁相环频率合成器，所述锁相环频率合成器主要包括依次连接的鉴相器、环 路滤波器和压控振荡器，所述压控振荡器还通过一分频器连接至所述鉴相器；所述调制器 说 明 书CN 102684744 A 2/7页 4 和解调器之间通过不对称的反相调制方式进行传输信号；所述表达式如下： 0008 s 0 (t)sin c t， 0tT 0009 0010 其中，s 0 (t)和s 1 (t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形， c 2f c 为载波 角频率；码元周期T2N/ c 持续了N1个载波周期，“1”码元的调制时间长度 2K/

11、 c 持续了KN个载波周期，Kf c 和NTf c 均为整数以保证整周期调制。 0011 进一步的，所述解调器包括一耦合滤波器，所述耦合滤波器将信号传输至限幅放 大器，所述幅放大器将信号传输至冲击波滤波器，所述冲击波滤波器分别连接包络检波器 和可变延时器，所述包络检波器连接门限检测器，所述门限检测器连接延时计算器，所述延 时计算器连接所述可变延时器，所述可变延时器连接码元内积分判决器，所述电源同步的 信号发生器将50Hz工频电源信号传输至时钟发生器，所述时钟发生器分别连接至所述冲 击波滤波器、包络检波器、门限检测器、延时计算器和所述码元内积分判决器，所述码元内 积分判决器输出信息序列，所述门限

12、检测器对冲击包络进行整形，得到归零码，所述归零码 同时传输给所述延时计算器和所述时钟发生器。 0012 本发明的益效果如下： 0013 1、准确。 0014 由于充分利用了近距离低压电力线通信收发双方均挂接在同一相电源线上、50Hz 电源供电频率严格同频同相的特点，保证了收发双方工作频率严格相同、工作时钟精确同 步。 0015 2、可靠。 0016 1)由于解调器解调器的同步载波不是从干扰严重的微弱电力线传输信号中接收、 提取和恢复，而是从幅度强得多(标称电压220V)且相对干净的本地电源信号中产生，而 且锁相环频率合成器中的窄带环路滤波器能很好地滤除50Hz工作频率以外的噪声，因而 抗干扰能

13、力强得多，消除了载波和时钟的抖动，可保证严格的相干解调，有利于提高解调性 能； 0017 2)由于本发明直接采用限幅放大器取代ADC，有利于通过深度限幅来抵抗电力线 上常见的电磁脉冲干扰和负载剧烈变化引起的信号起伏。 0018 3、快速。 0019 由于解调器解调器的载波同步和采样同步是本发明的内在特性，只要同步信号发 生器上电并进入稳态(最多只需1s)后，收发双方的频率同步即已建立，并锁定在本地区国 家电网的标准供电频率上，无需像常规通信解调器那样本地振荡频率必须跟踪输入信号频 率的变化，因而频率同步时间为零。 0020 4、简单、廉价。 0021 1)收发双方均省去了晶体振荡器，体积更加小

14、巧，也更有利于集成电路芯片集 成； 0022 2)解调器省去了载波恢复和时钟同步过程，简化了硬件实现或软件计算量，且无 需下变频即可实现载波同步，降低了设备成本； 0023 3)解调器省去了ADC及其外围电路，缩减了设备体积，降低了硬件功耗。 说 明 书CN 102684744 A 3/7页 5 0024 5、通用。 0025 由于本发明所选廉价锁相环器件已能保证同步信号发生器的工作频率范围达到 10kHz-1.4MHz，覆盖了所有低压电力线的通信频率，因而除了用于本发明的反相调制并集 成为完整的PRM调制解调器外，也可作为独立的PLC同步信号发生器(模块或芯片)用于 其它体制的电力线载波通信

15、调制解调器。 0026 上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段， 并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。 本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。 附图说明 0027 此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发 明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中： 0028 图1是PRM调制器的实现框图。 0029 图2是无线PRM通信系统解调器的实现框图。 0030 图3是与图2对应的低压电力线PRM通信系统解调器的实现框图。 0031 图4是与电源同步的锁相

16、环频率合成器的实现框图。 0032 图5是采用图4与电源同步的锁相环频率合成器后的低压电力线PRM通信系统解 调器的实现框图。 0033 图6是与电源同步的锁相环频率合成器的细化实现框图。 0034 图7(a)及图7(b)分别是经14位ADC与1位ADC(即模拟比较器)量化后的PRM 波形比较。 0035 图8(a)及图8(b)分别是经14位ADC采样和1位ADC采样输入的PRM信号冲击 滤波输出。 0036 图9是本发明的总体方框图。 0037 图10是解调器快速位同步的实施效果图，其中，图10(a)是对冲击滤波输出波形 取绝对值的输出；图10(b)是对冲击滤波输出波形绝对值进行低通滤波后得

17、到的冲击包络 波形；图10(c)是对冲击包络整形后得到的归零码；图10(d)是时延计算器所测得的延时 量；图10(e)为位同步时钟波形；图10(f)是冲击包络经可变延时器动态调整后的波形。图 中纵坐标为幅度，横坐标为时间。 具体实施方式 0038 下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。 0039 为了实现高效通信，我们曾发明一类”统一的正交二元偏移健控调制和解调方 法”(发明专利号：ZL200710025203.6)，其中最简单常用且性能也最好的是一类扩展的二元 相移键控(EBPSK：Extended Binary Phase Shift Keying)调制，其统一表达式为： 0040

18、 s 0 (t)Asin c t， 0tT 0041 0042 其中，s 0 (t)和s 1 (t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形， c 2f c 为载波 说 明 书CN 102684744 A 4/7页 6 角频率；码元周期T2N/ c 持续了N1个载波周期，“1”码元的调制时间长度 2K/ c 持续了KN个载波周期，Kf c 和NTf c 均为整数以保证整周期调制， 而/TK/N可称为“调制占空比”。 0043 为了用于PLC，我们取(1)式检测性能最好的简化形式，即令和AB 1，从而得到： 0044 s 0 (t)sin c t， 0tT 0045 0046 可见此时的EBPSK调

19、制信号波形除在数据“1”的起始处短时反相外(也简称为反 相调制)，其余都是连续的正弦波，这有助于使其能量集中在载频 c 处以提高频谱利用率。 本本实施例只针对(2)式进行讨论，因为该波形不仅实现简单(如图1所示)，传输效率高， 而且能够经受住深度限幅，有利于抵抗低压电力线上常见的脉冲干扰和负载变化。 0047 对于反相调制(PRM：Phase Reverse Modulation)，由于“0”、“1”波形差异很小且 不对称，经典的用于对称调制波形的匹配滤波器和相关检测方法已不再最佳。为了提高对 于PRM信号的解调性能，我们曾发明了一类无限冲激响应(IIR)数字滤波器，由一对共轭零 点和至少两对

20、共轭极点构成，信号载频高于零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与 极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10 -3 量级。由此，该滤波器通过其通带中心 陡峭的陷波-选频特性，可将PRM信号在码元“1”处的反相调制转变为明显而强烈的寄生 调幅冲击，输出信噪比得到显著提升，甚至可在信号被噪声完全淹没的情形下(信噪比SNR 0)以过冲的形式突显出信号的调制信息，故称之为数字冲击滤波器或PRM信号数字增强 器，但在码元“0”处则无相应的波形冲击(详见“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波 方法”，发明专利公开号：CN101599754。本申请书所涉及的“冲击滤波”，出处均在于此，以下 不再重复声明

21、)。由于该冲击滤波器带宽很窄，故如图2所示的PRM解调器利用典型的模拟 锁相环(PLL)将下变频后的中频PRM信号严格锁定在本地参考晶体振荡器的振荡频率(图 2中为10MHz)的M倍上，彻底消除收发频差和多普勒频移，实现了载波同步；同时，该晶体 振荡器的输出信号同时提供给时钟信号发生器，使之产生与中频PRM信号有严格比例(即 整数或分数倍)关系的系统时钟等信号，实现了采样同步。 0048 原理上，只需将图2中的天线更换为“耦合滤波”，即可将来自低压电力线上的PRM 载波调制信号经高频变压器或电容器耦合进PRM解调器，并滤除频率低得多的50Hz工频及 其各次谐波的干扰，其余处理过程和解调器组成则

22、与图2完全类似(如图3，仅载波频率不 同)。但是，由于PLC所用的载波频率本身即远低于无线通信所用的发射频率，如果再进行 下变频，将会影响信息传输速率(从(1)式和(2)式可见，PRM系统的传输码率为载频的1/ N)，特别是我们注意到，在电力线通信的典型应用中： 0049 1)收发双方均挂接在电网的同一相电源线上，电源的供电频率严格相同(在我国 理论上均为50Hz工频)； 0050 2)收发双方均为固定接入，彼此之间不存在因运动而引起的多普勒频移； 0051 3)相对于50Hz供电频率所对应的6000km波长，在低压电力线通信通常不超过 500m的传输距离内(例如电力线超表)，收发两地电源工频

23、的相位差不超过0.03(一个 周期为360)。 说 明 书CN 102684744 A 5/7页 7 0052 这就是说，在同一个变压器的供电范围内，可以认为各个低压PLC终端的供电电 源是同频同相的。因此，只要各个PLC终端采用与电源同步的信号载波频率和系统工作 时钟，就无需进行通常无线通信所必须的载波同步和采样同步。可以设法使电源波形失真 (例如斩波或限幅)，然后从中筛选出所需频率的高次谐波分量并加以放大、整形即可。但 这需要边带陡峭的选频滤波器(极窄带的带通滤波器)，制作难度和成本都比较高，而且滤 波器工作频率是固定的，显然也不灵活。 0053 本实施例首先采用典型的锁相环(PLL)频率

24、合成器来实现与电源频率严格同步 的信号发生器(如图4，只需改变图中可变分频器的分频比M，即可得到频率为M50Hz的 与电源同步的输出信号)；再利用该同步信号发生器取代常规的晶体振荡器，从而一举省 去PLC解调器PRM相干解调器所必须的载波同步、采样同步和时钟同步，实现了PRM数字解 调器的自同步。由此得到本实施例利用电源自同步的低压电力线通信系统PRM解调器的实 现框图如图5所示。 0054 1、PRM调制器 0055 针对(2)式所定义的PRM信号波形表达式，取载波频率f c 120kHz，NTf c 20，Kf c 2，则传输码率为f c /N6kbps。除了在反相调制时刻(内)传输数据

25、序列为高电平外，其余均为低电平，则采用图1所示的电路形式，即可实现PRM调制器： 0056 对于数据0以及数据1的T-时段，电子开关S与位置S 0 连通，直接输出频率为 f c 120kHz的载波信号；而对于数据1的时段，电子开关S与位置S 1 连通，输出频率为 f c 120kHz 但相位反转了180的反相载波信号。 0057 2、电源同步的信号发生器 0058 电源同步的信号发生器5的细化实现框图如图6所示： 0059 1)利用电压互感器504对电网上50Hz/220V的工频电源进行取样，获得降压后的 50Hz信号，将此信号经过低通滤波器503滤除电网噪声，得到较为规整的50Hz正弦波；

26、0060 2)将所述50Hz正弦波输入正弦波/方波转换电路502，得到一个与电网电压同频 同相的方波信号，所述正弦波/方波转换电路502为一主要由555定时器和电容构成的过 零比较器； 0061 3)将所述方波信号传输至锁相环频率合成器501，锁相环频率合成器501主要包 括依次连接的鉴相器、环路滤波器和压控振荡器，所述压控振荡器还通过一分频器连接至 所述鉴相器。本实施例中锁相环频率合成器501可直接使用CD4046集成电路芯片，鉴相器 使用CD4046的第二相位比较器，它是一个由信号上升沿控制的数字存储网络，对输入信号 占空比的要求不高，允许非对称波形输入，具有很宽的频率捕捉带，而且不会锁定

27、在输入信 号的谐波上。它提供数字误差信号和锁定信号(相位脉冲)两种输出，当达到锁定时，在所 述第二相位比较器的两个输入信号之间保持0相移；环路滤波器为电阻电容构成的低通 滤波器。环路滤波器对环路捕捉性能及工作稳定性有很大的影响。若取较大的时间常数RC， 则会使环路跟踪变化较快的输入频率时产生过度的延迟；若取较小的时间常数RC，则会使 环路跟踪快速变化的输入信号时，引起锁相环输出频率的反常变化；将压控振荡器输出M 分频后送回到鉴相器中，比较输出信号与输入参考信号的相位，在比较过程中，锁相环频率 合成器501会不断根据工频电源信号的相位来调整本地VCO的时钟相位，直到两个信号的 相位同步，从而使得

28、输出频率锁定在所设定的载波频率上。 说 明 书CN 102684744 A 6/7页 8 0062 3、冲击滤波器 0063 在采用“0”和“1”码元键控区间不对称的数字调制方式中，解调器采用特殊的IIR 窄带数字带通滤波器，可把码元“1”处的键控调制信息转化为明显的寄生调幅冲击，故称之 为冲击滤波器。本实施例采用单零点-双极点的数字冲击滤波器，其传递函数： 0064 0065 其中各系数的取值如下： 0066 b 0 b 2 1，b 1 -1.6181733185991785，a 1 -3.2030956372618675 0067 a 2 4.5250048786401749，a 3 -3

29、.1388924680650234，a 4 0.96031356602907181。 0068 由于冲击滤波器3的特殊滤波作用，即使对于采用模拟比较器(相当于只有1位 精度的ADC)量化输入的PRM信号样本，参见图7(a)及图7(b)所示，其输出响应的幅度与 采用14位精度ADC量化输入的PRM信号样本的输出响应幅度也差别不大，参见图8(a)及 图8(b)所示，因此，本实施例直接采用限幅放大器2取代ADC，不仅降低了硬件实现成本，而 且有利于通过深度限幅来抵抗电力线上常见的电磁脉冲干扰和负载剧烈变化引起的信号 起伏。 0069 4、PRM解调器 0070 本实施例所提出的用于电力线通信的电源自

30、同步PRM解调器如图9所示，它是图5 取消ADC后的进一步简化，以及对图5中检测判决和位同步模块的进一步细化。在图9所 示的各个功能模块中： 0071 1)耦合滤波器1是电力线载波通信的标准功能，利用高频变压器或电容器来隔离 强电和弱电：一方面将来自低压电力线上的PRM载波调制信号耦合进PRM解调器，并滤除 50Hz工频及其各次谐波干扰，另一方面也防止了220V的工频电压直接进入解调器； 0072 2)限幅放大器2对即使由于线路上强负载接入所造成的深度衰落信号，也具有足 够的电压增益将其推入放大器的饱和区和截止区；而对于正常幅度的输入信号，则能进行 深度限幅，使其输出类似于方波信号。在抗干扰、

31、抗衰落的同时，将输入信号二值化，即逻辑 上对应于+1和-1两个值，实现了1位ADC的功能； 0073 3)冲击滤波器3按照时钟发生器10提供的采样脉冲，将输入端类似方波信号(如 图7(b)所示)的”+1”(对应于信号幅度不低于零电平)或“-1”(对应于信号幅度低于零 电平)采集到滤波器的处理单元，并按照(3)式进行数字滤波运算，得到如图8(b)所示的 PRM信号的冲击滤波响应，此时其信噪比得到了增强； 0074 4)包络检波器3即本领域公知的包络检波，通过对如图8(b)所示的冲击滤波器3 输出信号取绝对值，得到如图10(a)的结果；再进行低通滤波，得到如图10(b)所示的冲击 包络输出，便于后

32、续的检测判决。在本实施例中，该低通滤波器采用有限冲激响应(FIR)的 数字滤波器实现； 0075 5)电源同步的信号发生器5的原理已在图4和图6中介绍，用于取代通常的晶体 振荡器将频率严格为本地50Hz工频电源频率实际值的整数倍的信号送给时钟发生器，供 其产生PRM解调器所要求的各种时钟脉冲； 0076 6)在利用电源同步的信号发生器5实现了PRM解调器的载波同步和采样同步、并 说 明 书CN 102684744 A 7/7页 9 利用限幅放大器2和冲击滤波器3省去了ADC以后，作为PRM解调器来说，还必须实现对于 冲击滤波包络的检测判决和解调数据的位同步。本实施例直接利用已经公开的”扩展的二

33、 元相移键控调制突发通信快速同步方法”(发明专利公开号：CN101895387A)，来一并实现这 两项任务，因为通常PLC终端(如电表)也采用突发数据传输方式，以便增加系统容量，并 减少用户间的相互干扰。这一步骤由图9中的门限检测器6、时延计算器7、可变延时器8 和码元内积分判决器9等4个功能模块共同完成； 0077 7)门限检测器6对冲击包络进行整形，得到如图10(c)所示的归零码。检测门限 可以直接设为定值，也可以通过自动调整得到。本实施例由于输入端采用了限幅放大，有助 于抑制信号幅度的起伏，故简单地取为固定值； 0078 8)把归零码同时送时钟发生器10和时延计算器7，当出现归零码“1”

34、时： 0079 时延计算器7测量其高电平持续时间(本实施例是直接对其高电平持续期内的 采样数进行计数)，根据冲击包络最高处与归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到冲击包 络的延时量，如图10(d)所示； 0080 在归零码“1”的下降沿重置时钟发生器10，使得时钟发生器10的起始时刻与归 零码“1”的下降沿对齐，产生频率与传输比特率相对应的位同步时钟，如图10(e)所示。 0081 9)可变延时器8根据时延计算器7所测出的延时量动态调整冲击包络的延时，使 位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐，如图10(f)，从而达到位同步的目的。本实 施例是利用可寻址移位寄存器来实现可变延时器8，移位寄存

35、器的地址就是冲击包络的延 时量，移位寄存器的输出则是该地址所指向的寄存器中的内容。 0082 10)码元内积分判决器9依据位同步脉冲的时间基准对码元内的包络积分结果进 行判决，即解调出所接收到的6kbps码率的信息序列。 0083 以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技 术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修 改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。 说 明 书CN 102684744 A 1/6页 10 图1 图2 图3 说 明 书 附 图CN 102684744 A 10 2/6页 11 图4 图5 图6 说 明 书 附 图CN 102684744 A 11 3/6页 12 图7 说 明 书 附 图CN 102684744 A 12 4/6页 13 图8 图9 说 明 书 附 图CN 102684744 A 13 5/6页 14 说 明 书 附 图CN 102684744 A 14 6/6页 15 图10 说 明 书 附 图CN 102684744 A 15